OPA2355 具有关断状态的 2.5V 200MHz 的 GBW CMOS 双路运算放大器_BDTIC代理TI 德州仪器
OPA2355 具有关断状态的 2.5V 200MHz 的 GBW CMOS 双路运算放大器
The OPA355 series high-speed, voltage-feedback CMOS operational amplifiers
are designed for video and other applications requiring wide bandwidth. The
OPA355 is unity-gain stable and can drive large output currents. In addition,
the OPA355 has a digital shutdown (Enable) function. This feature provides power
savings during idle periods and places the output in a high-impedance state to
support output multiplexing. Differential gain is 0.02% and differential phase
is 0.05°. Quiescent current is only 8.3mA per channel.
The OPA355 is optimized for operation on single or dual supplies as low as
2.5V (±1.25V) and up to 5.5V (±2.75V). Common-mode input range for the OPA355
extends 100mV below ground and up to 1
Iq per channel(Max)(mA)
Slew Rate(Typ)(V/us)
GBW(Typ)(MHz)
Io(Typ)(mA)
Vs(Min)(V)
Vs(Max)(V)
Number of Channels
Pin/Package
Acl, min stable gain(V/V)
BW @ Acl(MHz)
Diff Gain(%)
Diff Phase(deg)
Vio(Max)(mV)
THD (Fc=1 MHz)(Typ)(dB)
Settling Time (0.1%)(Typ)(ns)
Offset Voltage Drift (+/-)(Max)(uV/Degrees Celsius)
Available Channels
Vn at Flatband(Typ)(nV/rtHz)
Approx. Price (US$)
1.45 | 1ku
Iib(Max)(nA)
Noninverting Input Current Noise(pA/rtHz)
2nd Harmonic(dBc)
3rd Harmonic(dBc)
BW @ G=+2(MHz)
0.1 dB BW Flatness(MHz)
Crosstalk(-dB)
Operating Temperature Range(C)
-40 to 125
OPA2355 特性
UNITY-GAIN BANDWIDTH: 450MHz
WIDE BANDWIDTH: 200MHz GBW
HIGH SLEW RATE: 360V/us
LOW NOISE: 5.8nV/Hz
EXCELLENT VIDEO PERFORMANCE:
DIFF GAIN: 0.02%, DIFF PHASE:
0.1dB GAIN FLATNESS: 75MHz
INPUT RANGE INCLUDES GROUND
RAIL-TO-RAIL OUTPUT (within 100mV)
LOW INPUT BIAS CURRENT: 3pA
LOW SHUTDOWN CURRENT: 3.4uA
ENABLE/DISABLE TIME: 100ns/30ns
THERMAL SHUTDOWN
SINGLE-SUPPLY OPERATING RANGE: 2.5V to 5.5V
MicroSIZE PACKAGES
APPLICATIONS
VIDEO PROCESSING
ULTRASOUND
OPTICAL NETWORKING, TUNABLE LASERS
PHOTODIODE TRANSIMPEDANCE AMPS
ACTIVE FILTERS
HIGH-SPEED INTEGRATORS
OPA2355 芯片订购指南
价格（美元）
封装 | 引脚
封装数量 | 封装载体
OPA2355DGSA/250
-40 to 125
1.45 | 1ku
250 | SMALL T&R
OPA2355DGSA/250G4
-40 to 125
1.45 | 1ku
250 | SMALL T&R
OPA2355 质量与无铅数据
铅/焊球涂层
MSL 等级/回流焊峰
环保信息与无铅 (Pb-free)
DPPM / MTBF / FIT 率
OPA2355NA/250
Green (RoHS & no Sb/Br)
Level-2-260C-1 YEAR
OPA2355NA/250
OPA2355NA/250
OPA2355NA/250G4
Green (RoHS & no Sb/Br)
Level-2-260C-1 YEAR
OPA2355NA/250G4
OPA2355NA/250G4
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OPA2355 工具与软件
工具/软件类型
音频的快速搜索选择工具
免费评估工具
OPA2355 评估模块
开发电路板/EVM
用于音频转换器的软件驱动程序电子产业链&&全程电子商务平台
放大器电气过应力EOS问题分析
放大器电气过应力EOS问题分析
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当我们考虑出现EOS问题的放大器时，可能会想到静电放电 (ESD) 。ESD使放大器引脚面临短时、高压、放电问题。第二种(通常会被人们忽略)过应力条件是 EOS 。EOS使放大器面临相对于 ESD 较低的过压和电流，但持续时间更长。看完本文后，您就会对潜在放大器 EOS 状态有所了解，并知道解决这一问题的方法。利用这种方法，您就能够设计防止电气过应力损坏、稳健的集成电路外部系统。破坏性的静电放电事
当我们考虑出现EOS问题的放大器时，可能会想到静电放电 (ESD) 。ESD使放大器引脚面临短时、高压、放电问题。第二种(通常会被人们忽略)过应力条件是 EOS 。EOS使放大器面临相对于 ESD 较低的过压和电流，但持续时间更长。看完本文后，您就会对潜在放大器 EOS 状态有所了解，并知道解决这一问题的方法。利用这种方法，您就能够设计防止电气过应力损坏、稳健的集成电路外部系统。破坏性的静电放电事件
电气过应力的一个明显起因是 ESD。当两个物体 (body) 极为接近，且处于不同静电位下(几百伏或数千伏)时，便存在发生 ESD 的可能性。若两个物体之间出现传导路径，则会发生静电荷转移。电荷中和以后，便不再放电。芯片处于电路断开 (out-of-circuit) 环境下可能会发生 ESD 。一般而言，我们发现错误地操作 IC 芯片会导致 ESD发生，从而带来一定的破坏性。ESD 发生在若干分之一秒时间内(通常不到 250ns)。若电流路径中几乎没有电阻的话，则大约数安培的电流将会流入芯片电路。数十年前，半导体电路常常遭受 ESD 带来的破坏，最终会导致整个电路故障，甚至带来危害更大的参数降级。然而，一旦 ESD 的特性为人们了解之后，半导体厂商就开始在新的 IC 设计中实施保护电路。这些片上保护电路极大地降低了 ESD 对 IC 芯片产生破坏的可能性。片上 ESD 保护电路的主要功能是防止PCB 装配之前和 PCB 装配操作带来的 ESD 相关破坏。此类操作期间，低阻抗接地路径可起到放电路径的作用，以对 IC 或周围表面所带的电荷进行放电。IC 安装到 PC 电路板上后，情况便不一样了。一旦安装完成，在 IC 芯片和另一个板上组件之间便形成了连接。这就大大降低了低阻抗 ESD 路径存在的可能性。完成此安装以后，您极有可能不会碰到干预内部 ESD IC 电路的 ESD 情况。这的确不错!但是，还有另一种可能性。工作电路的一些状况可能会使 IC 芯片受 EOS的影响。在 EOS状态下，可能会无意中激活 ESD 电路。EOS 的时滞可能会比 ESD 的时间要长得多。EOS期间电流传导的强度和持续时间可能足以在芯片中产生具有危险水平的热量。在这种极端条件下，芯片会被迅速破坏而且不可避免，最终损坏电路。幻像电气过应力不知不觉地，我们可能正依赖器件的内部 ESD 电路在 EOS期间提供保护，尽管并非有意让电路支持这一用途。您可能会发现，在施加电力以前您便拥有了一个可以完美运行的 IC(请参见图 1)，然而在施加电力和输入信号以后该 IC 突然就被破坏了。EOS 可能会非常剧烈，以至于 IC 过热，从而熔化裸片和封装材料。图 2 为此类破坏的一个例子。
图 1 安装之前的全功能 IC
图 2 出现EOS后被破坏的 IC集成电路通常不包括 EOS 条件保护。充其量，内部 ESD 保护电路可能会在 EOS 期间启用，并提供充分保护。但是，设计 ESD 保护电路并不能保证在所有 EOS 状态下都提供这种保护。EOS 期间建立的电流路径较为复杂，并且有一定的不可预知性，杂散阻抗变大的高频情况下更是如此。图 3 显示了放大器内几种可能的电流路径例子。ESD 输入保护二极管(常为&关闭&)提供了到各个电源和 T1 的直流路径。如果放大器电源不能吸入 EOS相关电流，则 IC 电源引脚电压可能会上升至危险水平。T1 为一个 ESD 吸收器件。ESD 期间，T1 的功能是在安全水平开启并钳制电源引脚的电压。切记大多数 ESD 事件都发生在 IC 处于电路断开时。但是，在电路内 EOS 期间，T1 可能在不经意间开启。此时，T1 会在运算放大器电源引脚之间建立起一个低电阻连接。这样，强破坏性电流开始流动，直到 T1 熔化，从而在放大器电源之间形成短路。前面提到的自加热和破坏均可能发生。上述热量温度可以升高到足以使封装熔化、裂开，如图 2 所示。
图 3 EOS激活多条路径图中翻译：
(左上黑字)电源阻抗可能会很复杂并且传导路径会根据电源的能力吸收或提供电流
(左上)目标信号(intended signal)
(左下)EOS 脉冲源(EOS pulse source)
(右上)T1 会发生传导并在一个 ESD 事件中出现闭锁(T1 may conduct and latch on during an ESD event)作为一个主要的设计考虑因素，需要确保经过器件的所有路径均能够安全地经受住 EOS 事件期间出现的电流和电压。如果您无法预见这些条件，同时您的 IC 也不能散出产生的热量，那么电路就可能会被损坏。了解放大器的内部 ESD 电路，并预测它们在 EOS 事件中的表现，是避免出现这些问题的一种有效方法。大多数运算放大器厂商均可提供 ESD 电路的相关信息。EOS 条件举例
利用 TINA 软件工具和 OPA364 宏模型生成的图 4 是使用低功耗 OPA364 CMOS 运算放大器的简单跟随器电路的一个例子。低频信号 VG1 表示来自变送器输出端的信号。该变送器远离放大器，有一条线缆 (TL1) 将它们连接起来。该电路中，周围环境使得线缆上出现了瞬态。
图 4 输入过驱动可能会激活 ESD 保护电路图中翻译：
(左图上)VG2无意瞬态、噪声、冲击等(VG2 unintended transients, noise impulses, etc.)
(左图下)VG1 目标线性信号范围VP=2.25.f=100Hz(VG1 intended linear range signal)
(右图下)VG1+VG2 的和可以在峰值激活 ESD 电路(VG1+VG2 sum may activate ESD circuit on peaks)VG2 是与变送器输出信号 (VG1) 结合在一起的计划外瞬态信号。总信号振幅超出了放大器的最大规定输入范围。一个足够强的瞬态信号将会触发运算放大器输入 ESD 电路。位于该放大器非反相输入端前面的电阻限制了产生输入电流的大小。ESD 单元设计旨在极短的时间内安全地传导数安培电流，该传导持续时间不超过几十到数百纳秒。当 ESD 单元在 EOS 事件期间激活时，电流传导的时间取决于 EOS 脉冲或过压特性。这些相同的 ESD 单元一般可持续处理五到十毫安的电流，当占空比下降时可持续处理的电流安培数会大大增加。在这些条件下，它们可能非常安全并且不受过压的影响。在一些应用中，在电源电压施加到放大器以前就出现了输入信号(请参见图 5)。该图是使用 TINA 软件工具和 OPA374 宏模型生成的。如果未将电流限制在一个安全值范围内，则该上电行为就有可能会损坏输入 ESD 保护电路。
图 5 观察上电过程中的 Vin!图中翻译：(右上)在电源斜坡下降时 Iin 过高(Iin excessively high while supply ramps)图 5 中，电源 (VG2) 在 50ms 内从 0V 斜坡上升到 5V。电源开始斜坡上升 5ms 以后，施加一个 3.5V 的输入信号 (VG1) 时便可完成上述过程。这种情况下，输入开始为一个高于正电压轨的电压。这便开启了非反相输入 ESD 二极管。电流从非反相输入端 (AM1) 流出，直到电源和输入端之间的压差低于约 0.6V 为止。若该输入源为低阻抗并且可提供电流，则在电路中几乎对其没有限制。在这种条件下，一个可能产生破坏作用的电流会流经 ESD 二极管。安装串联输入电阻可保护输入电路免受此类损坏。在放大器转换时间内，输入 (VG1) 迅速达到 3.5V。另一方面，放大器转换时输出 (VM1) 达到输入脉冲峰值。在放大器转换时间内，该电路创建了一个较大的输入-输出压差。最初，输入端和输出端之间的差值为 10V。同时，运算放大器内部电路和反馈元件必须在处理这一时间内流入放大器输入端 (AM1) 的电流。当放大器输入经受一个大信号也即快速边缘脉冲(请参见图 6)时，便出现另一种潜在破坏情况。该图是使用 TINA 软件工具和 OPA277 宏模型生成的。在这种情况下，VG1 的信号对输入施加了一个 10V 的峰值矩形脉冲。放大器通过产生一个线性斜坡输出电压来响应该脉冲。放大器的有限转换率(本例而言，OPA227 转换率等于 2V/us)规定了输出电压的特性。
图 6 输入转换期间输入到输入的应力图中翻译：(右上)输入-输出压差(input-output voltage difference)在图 6 所示的转换时间内，在输出达到输入脉冲峰值要求的时间期间存在一个较大的输入到输出电压差。一开始，放大器输入端和输出端之间的压差为 10V。放大器转换至其最终水平后该压差随之降低。由于反相输入一开始便具有与输出相同的电位，因此在两个输入端之间存在 10V 压差。若运算放大器不包括内部输入到输入钳位功能，则破坏性电压电平可能会被施加到输入晶体管的半导体结点上。这是双极输入运算放大器更为严重的一个问题。当前的现代双极输入运算放大器差不多都包括保护钳位电路。一些运算放大器会呈现出输出反向特性，其伴随着输入过驱动(请参见图 7)。这种现象一般被称为输出相位反向。大多数现代运算放大器都不会出现这种现象，但也有一些运算放大器会出人意料地存在这一现象。对于那些具有这种特性的运算放大器来说，一般只有当施加的输入电平超出产品规定的共模电压 (CMV) 范围时才会发生。当运算放大器出现输出相位反向时，需采取预防措施来防止输入被过驱动。
图 7 输入过驱动期间的输出反向图中翻译：(右)输出反向(output inversion)在图7中，放大器输入端 (VG1) 将被驱动至负电源轨以下约 0.5V。输出电平立刻从负电压轨转为正电压轨。由于输入被进一步过驱动，因此输出反向持续时间会更长。即使这可能不会损坏放大器，但其也是一种非理想的条件，如果它是属于机电性质的(即马达、传动器等)，则会给负载带来破坏性的后果。通过在非反相输入和负电源轨之间放置一个小信号、反偏压连接的肖特基二极管就可解决这一过驱动问题。应将一个串联输入电阻包括在内，以限制流经该二极管的电流。开关电源输出可能会包含高频、瞬态能量。即使这些电源中包括了滤波，但输出端上的电压&峰值&仍可在放大器的电源引脚上产生瞬态过压条件。如果电源电压超出放大器的电压击穿极限，则 ESD 吸收器件可能会被触发，从而在电源引脚之间形成一个传导路径。
图 8 电源引脚过压保护图中翻译：
(左)5V 电源电压 1us 瞬态(1us transient riding on 5V supply voltage)
(右上)+5V 电源线 5V 1us 瞬态(5V 1us transient riding on+5V supply line)
(右下)无 TVS 模型时仿真中使用的齐纳二极管(zener diode used in simulation on TVS model available)
A、RLC 电路的输入电流限制(limits input current with RLC circuit)
B、TVS 的输入电压限制(limits input voltage with TVS)利用 RC 或 RLC 电路，您可以保护器件免于电源瞬态(请参见图 8)。使用一个普通的板上 EMI/RFI 滤波器便可完成这项工作。然而，电路的响应会随 RLC 常数和负载特性的不同而呈现出极大的差异。在图 8A 中，简单的 RLC 电路被连接至一个负载电阻。+5V 电源具有 5V 的电压，1us 瞬态，等于 10V 电压峰值。这超出了一些低压 CMOS 工艺的最大电源电压。1k&O 负载电阻模拟了一个需要约 5mA 电源电流的放大器。从响应可以看到 RLC 电路将该峰值融入到了一个 +5Vdc 电平上的正弦响应。轻微过压不会导致器件出现问题。但是，在许多情况下，同 RLC 电路组合相关的一些未知条件会使电源电压下冲。这会影响运算放大器的输出偏移。虽然运算放大器的 PSRR 将有助于最小化输出偏移的变化，但其也是一个明显的误差。由于太多的变量未知，因此最好不要依赖此类保护。一种更佳、可预知性更高的瞬态抑制方法是在电源线上使用瞬态电压抑制器 (TVS)(请参见图 8B)。TVS 与齐纳二极管相类似，但它是专为承受超大瞬态电流和峰值功率而设计。在单极和双极运算放大器中，TVR Littlefuse 1.5KE 系列均可用于 6.8V-550V 的反向承受电压。10 次 100us 脉冲的峰值功率能力为 1500W。它们是一些具有纳秒响应时间的快速响应器件。一个明显的优势是快速电压钳制特性，其电源电压下冲极少(如果有的话)。图 9 显示了使用外部保护器件的完整 EOS 保护方案。如果您了解每一个运算放大器引脚上所用的内部 ESD 单元，则只要内部器件能够完全保护各个运算放大器引脚就可以去除一些外部器件。
图 9 完整的外部 EOS 保护图中翻译：
实现完整的 EOS 保护所添加的外部组件(external components added to provide complete EOS protection)
RF 和 RI 限制了流经 SDI2 和 SDI4 的电流(RF and RI limit current through SD12 and SD14)
SDlx 为小信号肖特基二极管，并将输入电压限制在 (V. +0.3) 或 (V. -0.3) 二极管泄漏会影响输入电流(SCOx are small signal schottky diodes and limit input voltage to(V. +0.3) 或 (V. -0.3). diode leakage affects the input current)
SCOx 为小信号肖特基二极管。使用电源运算放大器的电源肖特基二极管。二极管将 EOS 电压限制在 (V. +0.3) 或 (V. -0.3) (SCOx are small signal schottky diode. use power schottky diode for power OP amps. diode limit EOS voltage to(V. +0.3) or (V. -0.3))
ROL 限制了流经 SDO5 和 SDO6 的电流。ROL 位于在 Vcut 时带来极小影响的反馈中。(ROL limits current through SDO5,SDO6. ROL is inside the feedback adding little error at Vcut.) (中下)
ZSx 为齐纳二极管或无极性半导体瞬态电压抑制器 (TVS)。ZSx 防止了电源过压、反极性并在一个电源电压缩放时为 lq 提供一条路径.(ZSx are zener diode or input semiconductor transient voltage suppressors (TVS). ZSx prevent power supply overvoltage. Reverse polarity, and provide a path for lq if one supply is floating.)SDIx 肖特基二极管提供了输入过压的电压钳制功能。R1 将流经这些二极管的电流限定在所用二极管的规定电平。SDOx肖特基二极管提供了输出过压的电压钳制保护。如果您在运算放大器电源上使用这种输出保护，则需使用功率肖特基二极管。流经这些二极管的电流必须限定在所用二极管的规定电平。一旦您让这种瞬态电流流经输入或输出二极管，则必须将这种能量接地，否则运算放大器电源可能会进入过压状态。如果出现这种情况，那么放大器就会锁闭，甚至会被永久损坏。若电源不能吸入电流，或者非二极管直流电流频率的低阻抗，则在每一个电源上都需要有一个齐纳二极管或直流电压抑制器 (TVS) 来引导该接地电流。大多数电源均为单向而非双向流出电流或吸入电流。齐纳二极管或单向半导体瞬态电压抑制器提供了一种将器件引脚维持在安全水平的简单、低成本方法。结论
一个 EOS 事件可能会激活运算放大器中的 ESD 保护电路。您也许会更倾向于认为 ESD 电路也同样适合处理 EOS 事件。ESD 事件持续时间非常短，通常不到几百纳秒。相反，EOS 事件持续时间可能会更长。当 ESD 电路被 EOS 事件激活时，电路传导电流可能会导致过热，进而可能带来一定的损坏。如果碰到您的系统面临 EOS 事件时，需使用简单的外部保护电路来保护您的电路。尽管存在一些较小的前端设计问题，但这可以让您避免一些后端设计难题。
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放大器市场与应用发展趋势
&&&&&发稿日期:
&&&【搜索关键词】：研究报告 投资分析 市场调研 放大器 芯片 电子产品
&&&中研网讯：
　　从模拟及混合信号芯片，尤其是放大器类产品发展趋势来看，高集成度、兼顾速度与精度、低功耗、较宽的温度范围，以及软件可控等性能，将是未来各个模拟器件供应商的新产品呈现的新特点。对于某些中、低端电子产品的成本压力，使得本土的中小规模IC供应商获得了良好的发展机会，打破欧美供应商一统天下的局面，这也将是包括放大器在内的模拟类产品的一大特点。
　　放大器产品的发展主要特点如下：(1)新工艺、新技术的发展；(2)放大器类产品在电子系统中的作用越来越重要，不可替代，高精度的放大调条理电路很难集成在处理芯片中；(3)“定制化”需求是放大器的种类不断增加的主要推动力之一。
　　工艺方面， BiCom3是TI针对高速度模拟产品而开创的工艺，其高电压版本BiCom3HV为36V Bipolar SiGe工艺，兼顾速度的同时也可实现高电压的应用；HPA07工艺主要应用于高精度模拟类产品，应用这一工艺的器件具有高精度，小封装，高SNR等特点，相似的HPA07HV可兼容36V应用；除了以上具有代表性的工艺外，TI还有LBC工艺，主要特点是高电压大功率；A035工艺主要应用是高密度器件。
　　高精度运算放大器一般是指失调电压低于1mV的运放。TI近期推出了一款高精度的运放OPA211，是以BiCom3HV为主要工艺开发的产品。
　　在高速放大器方面， TI能够应用新的工艺提供针对不同应用的各类产品，除了可以提供各类电压反馈型和电流反馈型高速放大器类产品以外，还可以提供高速的JFET输入高速放大器类产品，其中包括多种可供选择型号，如OPA656，OPA657及THS4631等，他们都具有不同的带宽和压摆率，不同的稳定增益范围，包括独立增益稳定等主要可供选择的指标，可广泛应用于测试与计量等宽带宽高输入阻抗的应用场合。
　　在高速视频放大器方面，TI推出了一系列具有灵活可编程及高集成度的放大器类产品，例如针对视频应用的THS73xx系列产品，针对不同的视频标准要求，其集成了低通滤波器，部分产品具有内部固定增益放大，滤波器带宽数字可编程选择，以及输入耦合方式选择等性能。
　　随着能源的日益紧张，对于能源效率方面的要求也逐步提高，尤其是对于电池供电系统，功耗的要求更为苛刻，所以未来对于效率最高的D类功率放大器的应用需求也会逐步增加。但是D类功率放大器并不会完全取代线性放大器，在高端专业音响中，由于线性放大器的高保真度特点，顶级音响领域还将采用线性放大器产品。但对于需求量很大的中低端市场而言，D类功率放大器的市场前景非常乐观。
　　工程师在选择放大器类IC时，首先要全局考虑整个系统的性能要求，并充分考虑所要调理或接收的信号特点，同时还要兼顾系统工作的环境等因素，尤其是对于工业应用，这点尤为重要。此外，还应该考虑以下几点：
　　1.无论高精度或高速放大器，供电电源一定要有旁路电容，并尽可能把旁路电容靠近放大器的电源引脚放置；
　　2.某些放大器具有最小稳定增益要求，如果所使用的增益低于推荐的最小稳定增益，就有可能产生振荡。电流反馈放大器，在直接反馈环路中，不要使用电容或其它非线性元件，尤其对于高速放大器设计时，这一点尤为重要；
　　3.在高速应用中，除了带宽，压摆率是另外一个重要指标，高摆幅输出的信号频率与SR的关系为： F = Slew Rate / (0.707 p VoutPP)，设计时要充分考虑这一因素；
　　4. 为减小输入偏置电流引起的失调电压，设计人员应保持运算放大器同相输入端和反相输入端的阻抗匹配；
　　5.噪声因素，需要考虑的噪声来源包括：输入电流噪声，输入电压噪声，和由增益设置引起的热噪声等。尤其对于单电源应用时，一般电压很低，为保持系统的信噪比，低电压使设计人员必须降低噪声。放大器的设计考虑由很多因素决定，工程师需要根据不同的设计要求，选择合适的放大器类产品。同时，放大器供应商的技术服务与支持可以使工程设计人员达到事半功倍的结果。
　　凌力尔特公司专注于提供具有高精确度、低噪声和高速度性能的放大器产品。这些器件主要分为 3 类：传统的高性能放大器产品 (包括运算放大器、仪表放大器和可编程增益放大器)；高速 ADC 驱动器；专用精确高压侧电流检测放大器。尽管运算放大器已经出现几十年了，使用也相对简单，但是很多令人振奋的新进展仍在不断出现，从而产生了多种富有吸引力的新产品。这些新产品很多将以改进基本功能的形式出现，如提高运算放大器的速度、精确度、噪声和功率性能等，但是更多将以提高集成度的形式出现。凌力尔特公司的LTC6420-20 双路差分 ADC 驱动器和 LTC6102HV 零漂移高压侧电流检测放大器就是好例子。
　　LTC6420-20 是一种双路高速全差分 ADC 驱动器，具有很好的匹配性能规格。这使其在 I-Q 解调和多通道通信应用中尤其有用。在这些应用中，驱动高速 ADC 的传统方法是使用高压、大电流消耗的 RF 放大器。既然这些 RF 放大器是单端组件，那么就需要附加电路将信号转换成最高性能 ADC 所需的差分信号。LTC6420-20 与这种传统方法相比有几个优点。首先，它的功率极低，在很多情况下，可以与 ADC 共享同一个低压电源。其次，它使用较少的组件，占用电路板空间较少。除了将两个通道集成到一个小型 3mm×4mm 封装中，LTC6420-20 还含有增益设置电阻和可选输出滤波。通过在芯片上纳入灵敏的反馈网络，设计师无需花费大量时间考虑杂散电容可能引起的不稳定性，该电容与 PCB 上增益设置电阻的布线有关。在 100MHz 时具有 0.1dB 增益匹配和 0.1o相位匹配，这种通道至通道匹配消除了需要匹配两个独立通道的难题。
　　LTC6102HV 零漂移高压侧电流检测放大器能帮助设计师提高系统性能、降低功耗并让产品快速上市。作为实现了零漂移前端的高压侧电流检测放大器，LTC6102 比其它高压侧电流检测放大器的精确度高。它用100V 的共模电压工作，最大输入失调电压为 10mV，最大漂移为 50nV/℃，最大输入偏置电流为 3nA。LTC6102 具有 2V 全差分检测电压，106dB 动态范围，能够从安培级电流中分辨出mA 级变化。与其它电流检测放大器相比，LTC6102 的低失调可用来极大地减小检测电阻值，同时保持分辨率不变。较小的检测电阻意味着可给负载提供更多功率、检测电阻、浪费更少功率、以及产生更低的热量。
　　视特定设计目标的不同，工程师们面临着很多难题，其中常常包括同时要求提高性能、降低功耗和让产品快速上市。就每个应用甚至每个设计而言，设计师面临的挑战都不同。例如，就基于传感器的应用而言，设计师常常需要放大和缓冲传感器产生的信号。既然很多传感器都有高阻抗，设计师就必须选择偏置电流非常低的放大器，如 LTC6087。除了低偏置电流，放大器还应该具有低输入失调电压和噪声，以最大限度扩大动态范围，提高灵敏度。传感器应用常常是由电池供电，因此还必须注意电源电压和电流要求。凌力尔特公司可为工程师提供多种帮助，如应用工程师支持、完全规定的数据表、免费 LTSpice 建模软件和器件模型、详细的应用和设计要点、电路结集等。
　　如今，世界各地的环保意识日渐高涨，有助于节能的产品渐受市场欢迎。照目前的发展趋势看，无论是哪一个国家/地区、哪一个市场/板块，高能效产品都会大受客户欢迎。美国国家半导体的PowerWise解决方案适用于能源效率要求极高的系统设计，性能/功率比高。例如，型号为LMV851的运算放大器内置射频抑制电路，因此抗电磁干扰的能力高，以8MHz的单位增益带宽操作时，只耗用0.41mA的电流。
　　从技术的角度看，采用传感器的电子设备必须加设信号调整功能，这是市场的最新发展趋势，这种新技术已广泛应用于家庭医疗设备、保安系统及适用于各行各业的电子设备。为了实现传感器的模拟前端电路或高速的应用，美国国家半导体推出一系列符合不同技术要求而且适用于不同市场板块的运算放大器产品。传感器的应用非常广泛，部分传感器的电阻值极高，有些甚至高达数万欧姆，但也有部分低至只有几百欧姆，选用正确的电阻值具有关键的作用。以LMP2015这类CMOS输入运算放大器为例来说，这种零漂移运算放大器可以连接极灵敏的传感器或输入电阻高达数万欧姆的应用。部分应用的工作频率极低，因此采用的运算放大器必须在低频操作时仍能保持极高的信噪比。系统设计工程师选用运算放大器时，必须考虑芯片是否具有极高的准确度及噪声抑制能力。
　　现今的市场要求功率放大器能够为各种各样的计算、娱乐及移动系统实现无线多媒应用。在功率放大器的若干发展趋势中，最显著的包括：减少系统材料清单、功耗和电路板空间；提供出色的信号处理技术、更好的功能性集成度、更高的线性度和更高的效率，以及更快的产品上市速度；保持低静态电流和后向兼容性；以更低的输出功率在更长的距离上提供更高的数据传输速率；支持更大的带宽，但却不影响电池寿命；提供真正的数字CMOS控制，简便的软件校正，从而简化电路板设计和基带控制器接口等。
　　SiGe半导体最近推出的SE2587L功率放大器，是基于SiGe半导体经验证的高性能架构，在+19dBm (802.11g 模式)和 +24dBm (802.11b模式) 发射功率级下，能够提供高线性度。这种高线性度可在更大的覆盖距离内提供更高数据率的传输能力，使系统能够支持新兴的无线多媒体应用，例如视频分配、视频流及高速数据。SE2587L采用3x3 QFN封装，是SiGe半导体最小的分立式功率放大器。该器件的引脚顺序与 SiGe 半导体广获采用的 SE2527L、SE2528L 及 SE2581L 兼容，电路板布局所需的改变能够减至最少，使得制造商能够轻易移植到用于下一代设计的新器件中。可以节省大约 20% 的外部材料清单成本。
　　功率放大器是无线系统的核心，其性能对于传输距离、电池寿命以及用户体验对有重大影响。选择PA 时，工程师应该考虑的因素包括：
　　线性度― 功率放大器的功能是放大RF信号，但不能引入失真，以免导致数据损失。被放大信号的完整性 (即线性度) 的测量基准是误差向量幅度 (Error Vector Magnitude, EVM)，即误差幅度与最终被放大信号幅度之比值。
　　效率―在 PA中，效率就是平均射频 (RF) 功率输出与平均直流电 (DC) 功率输入之比。对802.11n而言，由于MIMO结构中采用了多个无线电和天线，所以效率是尤其重要的。
　　尺寸―802.11n 的PA 尤其面对着严格的尺寸限制。一般来说，4个功放 (两个用于2.4GHz PA；两个用于5GHz) 占用的空间与以往非 MIMO、双频带结构中的两个 PA 占用的相等。最好的方法是把 PA 封装在一个高集成度的模块中。
　　供电电压 － 功率放大器在尽可能大的电压下工作是最理想的，因此移动和便携式应用设备一般让电池直接为PA供电，而不通过任何额外的调节。这意味着PA的供电电压范围有可能从 2.3V (快耗尽的电池) 到5.5V (充电中的电池)。工作在这种环境下的 PA 一般利用额外的电路和/或新颖的器件技术来确保稳健度和可预测性能 (笔记本电脑中的 PA 通常可连接已经调节的3.3V电源，使设计更简单直接。)
　　与其它无线技术的共存―在802.11n 加速发展的同时，802.16(WiMAX)标准也在不断前进。要确保PA能够处理与WiMAX系统之间的共存和移植问题，必需确定供应商能够同时支持这两种标准。一般而言，较之WLAN、WiMAX需要更高的输出功率和更好的功率控制功能。要注意的是，WiMAX的初级频带范围为2.5~2.7GHz，非常接近802.11n的2.4~2.5GHz频带，故同一个PA同时用于 802.11和802.16工作是相当可行的，这有助于降低成本和减小尺寸。
　　802.11n PA 的另一个问题是与蜂窝系统的共存。例如，如果手机同时带有一个Wi-Fi无线电和一个蜂窝无线电，则一个发射器产生的带外辐射可能落在另一个无线电的接收通带上，这就会导致性能下降 (灵敏度下降，造成掉话)。解决这一问题的蛮力方法 (brute force method) 是在PA后加一个滤波器来限制辐射。可惜这种方法会导致功率大幅增加，因为这些滤波器一般都有 2dB 的插损 (insertion loss)，所以有37% 的发射功率会浪费在滤波器中。在此情况下，必需寻找一种能够利用其它方法来解决这些共存问题的PA。
　　鉴于 Wi-Fi 广受欢迎，因此有预测指出，最早到2013年，具有 Wi-Fi 功能的产品的数量就可能达到蜂窝产品年销售量的水平了。Wi-Fi 的普及性已开始造成某些公共无线局域网的容量负担过大，这迫使业界重新考虑它的传统实现方案。当前无线集线器的设计是为了利用 802.11n 等技术来提高单频带双频带架构的容量，以及利用并行双频带，让网络能够同时以2GHz 和 5GHz 工作。所有这些技术都需要 PA 来产生更清洁的信号，以免干扰邻近网络。清洁包括谐波及其它杂讯在内的干扰信号，并尽可能减少泄漏到邻近信道的噪声，这对于提高网络的客户处理能力十分关键。此外，提高 PA 的输出功率，扩大热点覆盖范围，也是未来PA设计的一大趋势。但实现这种更高功率并非易事，因为当主要信号的功率增加时，PA需要避免的干扰信号的功率级也会随之增加。
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