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NPC三电平逆变器开发平台研制及相关控制策略研究
西安理工大学硕士学位论文NPC三电平逆变器开发平台研制及相关控制策略研究姓名：王琦申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动指导教师：钟彦儒；王建渊201203摘盖；Ｙ２１１８２５２论文题目：ＮＰＣ三电平逆变器开发平台研制及相关控制策略研冤学科专业：电力电子与电力传动硕士生：王琦指导老师：钟彦儒教授王建渊讲师一一．一』Ｉ｜ＩＩＩｒｌＵＩＩＩＩＩＩＩＩｆｌＩ签名：签名。签名：答辩日期：．２０１２．０３捅要中点电位不平衡问题是二极管箝位三电平逆变器固有的问题。针对传统ＳＶＰＷＭ调制策略在线性调制区时中点电位存在不平衡区域，从不同电压矢量和中点电流的影响角度深入分析了中点电位平衡控制规律，采用虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略能够对中点电位偏移进行有效抑制。实验结果验证了该调制策略是可行和有效的。过调制和偶次谐波消除是三电平ＳＶＰＷＭ调制策略中的两个关键问题。研究了一种双模式下的过调制策略，该策略能够将系统的线性调制区和最大可能输出（六阶梯波）进行平滑衔接，提高直流母线电压利用率，实验结果表明该过调制策略具有较好的实用价值：采用一种Ａ型和Ｂ型开关顺序交替使用的方法来消除偶次谐波，仿真结果表明了该方法的正确性。最后，搭建了二极管箝位三电平逆变器开发平台，以ＴＩ公司的ＴＭＳ３２０Ｆ２８３３５ＤＳＰ为控制核心进行实验研究。分别验证了两种ＳＶＰＷＭ调制策略以及相关控制策略，通过对实验波形和数据的分析，进一步证实了所搭建开发平台能够可靠运行、所研究相关算法的Ｊ下确性和有效性。关键字。三电平逆变器；ＳＶＰＷＭ；中点电位平衡；过调制；偶次谐波消除。Ａｂｓｎ－ａｃｔＴＩＴＬＥ：ＲＥＳＥＡＲＣＨＯＮＲＥＬＡＴＥＤＣｏＮＴＲｏＬＳＴＲＡＴＥＧＩＥＳＡＮＤＤＥＶＥＬｏＰＭＥＮＴＰＬＡＴＦｏＲＭＤＥＳＩＧＮｏＦＮＰＣＴＨＲＥＥ．ＬＥＶＥＬＩＮＶＥＲＴＥＲＭａｊｏｒ：ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓａｎｄＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＤｒｉｖｅＮａｍｅ：ＱｉＷａｎｇＴｕｔｏｒ：Ｐｒｏｆ．Ｙａｎ－ｒｕＺｈｏｎｇＬｅｃｔｕｒｅｒＪｉａｎ－ｙｕａｎＷａｎｇＡｎｓｗｅｒＤａｔｅ：２叫２．码ＡｂｓｔｒａｃｔＩｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ｔｈｅｍｏｓｔｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄｄｉｏｄｅ．ｃｌａｍｐｅｄｔｈｒｅｅ―ｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒｗａｓｓｔｕｄｉｅｄ．ａｎｄｉｔｓｔｏｐｏｌｏｇｙｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄｗｏｒｋｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅｗａｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｂａｓｅｄｓｙｍｍｅｔｒｙｏｎｄｅｔａｉｌｅｄｄｉｓｃｕｓｓｉｏｎｏｆｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｓｅｖｅｎ―ｓｅｇｍｅｎｔＳＶＰＷＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｌｇｏｒｉｔｈｍ，ｔｈａｔｉｓｖｉｒｔｕａｌｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙ，ｈａｓｂｅｅｎｓｔｒａｔｅｇｙ，ａｎｒｅｓｅａｒｃｈｅｄ，ａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｄＳＶＰＷＭｄｅｅｐｌｙａｎａｌｙｅｄａｎｄｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．ＴｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｉｅｓｗａｓｓｉｍｕｔｌａｔｅｄｂｙＭＡＴＬＡＢｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｏｆｔｗａｒｅ．ａｎｄｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｏｆｔｈｅｔＷＯｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｉｅｓｗｅｒｅａｎａｌｙｚｅｄａｎｄｃｏｍｐａｒｅｄｗｉｔｈｄｅｔａｉｌｅｄｄａｔａａｎｄｃｈａｒｔｓ．Ｔｈｅｎｅｕｔｒａｌ―ｐｏｉｎｔｐｏｔｅｎｔｉａｌｉｍｂａｌａｎｃｅｉＳｉｎｈｅｒｅｎｔｐｒｏｂｌｅｍｔｏｔｈｅｄｉｏｄｅ－ｃｌａｍｐｅｄｔｈｒｅｅ．１ｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ａｉｍｉｎｇａｔｅｘｉｓｔｉｎｇｎｅｕｔｒａｌ．ｐｏｉｎｔｐｏｔｅｎｔｉａｌａｒｅａｉｎｔｈｅｌｉｎｅａｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｏｆｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌＳＶＰＷＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙ，ａｄｅｔａｉｌｅｄａｎａｌｙｓｉｓｂｙｄｉｆｆｅｒｅｎｔｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｓａｎｄｎｅｔｕｒａｌ－ｐｏｉｎｔｃｕｒｒｅｎｔａｂｏｕｔｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｌａｗｏｆｔｈｅｎｅｕｔｒａｌ―ｐｏｉｎｔｐｏｔｅｎｔｉａｌｂａｌａｎｃｅＷａｓｓｔｕｄｉｅｄ．ａｎｄｕｓｉｎｇｖｉｒｔｕａｌｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙｉｎｈｉｂｉｔｔｈｅｏｆｆｓｅｔｏｆｔｈｅｎｅｕｔｒａｌ．ｐｏｉｎｔｐｏｔｅｎｔｉａｌ．Ｔｈｅｅｘｐｅ．ｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｖｅｒｉｆｙｔｈｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙｗａｓｆｅａｓｉｂｌｅＯｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｅｆｆｅｃｔｉｖｅ．ａｎｄｅｖｅｎｈａｒｍｏｎｉｃｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎａｒｅｔｗｏｋｅｙｉｓｓｕｅｓｉｎｔｈｒｅｅ―ｌｅｖｅｌＳＶＰＷＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙ．Ｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ａｎｅｗｔｗｏ－ｍｏｄｅｏｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙｈａｓｂｅｅｎｓｔｕｄｉｅｄ，ｗｈｉｃｈｃａｎｉｍｐｌｅｍｅｎｔｔｈｅｓｍｏｏｔｈｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｆｒｏｍｔｈｅｌｉｎｅａｒｃｏｎｔｒｏｌｒａｎｇｅｔｏｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｐｏｓｓｉｂｌｅｏｕｔｐｕｔｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍ（ｓｉｘ?ｓｔｅｐ）ｏｐｅｒａｔｉｏｎＢ．ｓｔｙｌｅｓｗｉｔｃｈ．ｔｈｅｅｖｅｎａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅＤＣｂｕｓｖｏｌｔａｇｅｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎｒａｔｉｏ．Ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｏｖｅｒ－ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙｈａｓｇｏｏｄｐｒａｃｔｉｃａｌｖａｌｕｅ；ａｌｔｅｒｎａｔｅｕｓｉｎｇＡａｎｄｈａｒｍｏｎｉｃｃａｎｂｅｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙｅｌｉｍｉｎａｔｅｄ．ｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｅｄｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓｏｆｔｈｅｍｅｔｈｏｄ．ｌａｓｔ，ｔｈｅｄｉｏｄｅ．ｃｌａｍｐｅｄｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｐｌａｔｆｏｒｎｌｈａｓｂｅｅｎｂｕｉｌｔ．ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｓｔｕｄｉｅｓｗｅｒｅｃａｒｒｉｅｄｏｕｔｂａｓｅｄｏｎＴＩ’ＳＴＭ￥３２０Ｆ２８３３５ＤＳＰ．ＴｗｏＳＶＰＷＭＡｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｉｅｓａｎｄｒｅｌａｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｉｅｓｈａｓｂｅｅｎｖｅｒｉｆｙｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ，ｔｈｒｏｕｇｈｆｕｒｔｈｅｒａｎａｌｙｚｉｎｇｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｔｈｅｗａｖｅｆｏｒｍｓａｎｄｄａｔａｏｆｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ，ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｖｅｒｉｆｙｔｈａｔｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｐｌａｔｆｏｒｍｗａｓｒｅｌｉａｂｌｅ，ａｔｔ１１ｅｓａｍｅｔｉｍｅ，ｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓａｎｄｖａｌｉｄｉｔｙｏｆｔｈｅｓｔｕｄｙａｌｇｏｒｉｔｈｍ．ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ＳＶＰＷＭ；Ｎｅｕｔｒａｌ??ｐｏｉｎｔｐｏｔｅｎｔｉａｌｂａｌａｎｃｅ；Ｏｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：Ｔｈｒｅｅ?－ｌｅｖｅｌＥｖｅｎｈａｒｍｏｎｉｃｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ．２第１章绪论ｌ绪论１．１课题研究背景与意义２ｌ世纪是一个倡导节能与环保的“绿色”世纪，能源的开发、资源的利用与环境保护相互协调发展是２ｌ世纪经济发展的基础‘１１。近年来，能源短缺和环境污染已经成为人类急需迫切解决的焦点问题，转变传统高能耗以及高污染的经济增长方式，必须尽快发展以低能耗、低排放为标志的低碳经济，大力推进节能减排，实现经济发展与环境保护的可持续发展。在当代能源非常紧张的形势下，中国作为一个发展中的大国，能源消耗十分惊人，环境保护与可持续发展方面的问题尤为突出。例如，在工业用电中，已被广泛应用于电力、石化、环保、机械以及城市公用事业等领域的风机、水泵以及压缩机，然而这些设备无疑每天都在浪费着大量电能。因此，对于拖动这些设备，如果采用中高压大功率变频调速装置拖动，那么对节能减排也有着及其重要的意义。因此，在倡导节能环保和低碳生活的和谐社会下，中高压变频调速技术已成为一项重要的研究课题。随着电力电子功率器件技术的不断进步以及集成制造水平的提高，低成本的中高压变频调速装置将在我国制造业中得到越来越广泛的应用。近年来，基于电压源型的多电平逆变电器，特别是三电平逆变器在中高压大功率应用场合得到了广泛的关注，各种形式的拓扑结构和相关控制策略也被一一提出，而且已经有了许多产品化的三电平装置。多电平逆变器实质上是建立在三电平逆变器基础上而形成的，由于其输出电平的数目比较多，因此所得到的电平台阶数目也越多，这样就会使得输出的波形越来越接近正弦波。然而由于受到硬件条件和现有控制方法等相关复杂因素的制约，在实际应用中，在追求高性能的前提下并不盲目的要求更高的电平数，而以三电平逆变器最为实际。国外虽然也有对更高电平的研究，但目前都还处于理论研究阶段。三电平逆变器作为一种新型的中高压大容量功率变换器，它所具有的主要优点是ｔ输出波形谐波含量较低，开关器件所承受的应力小，开关频率及开关损耗较小，无须动态均压以及具有较低的电压变化率ｄｖ／ｄｔ。ＰＷＭ算法优化及相关控制策略研究、中高压功率器件吸收缓冲电路、系统整体驱动及电源方案等也是三电平逆变器控制所要研究解决的问题。从现有功率开关器件发展的情况来看，还不可能在较短时ｆＨＪ内出现耐压上万伏的开关器件，因此解决中高压大功率变频调速的一个非常有效途径就是采用三电平逆变器技术。随着三电平逆变器技术在高电压、大电流、大功率领域等得到越来越多的关注和肯定，对它做更进一步的深入研究与分析具有非常重要的实际意义。可以预见在不远的将来，三电平逆变器必将有着更为广阔的应用前景。１．２三电平逆变器发展历程及国内外研究现状１．２．１三电平逆变器发展历程三电平逆变器的发展历程¨’如下：德国学者Ｈｏｌｔｚ于１９７７年提出了一种三电平逆变器，西安理工大学硕士学位论文它是在两电平半桥式逆变器的基础上，加入了开关管辅助箝位电路得到的，由于采用的是开关管辅助箝位结构形式，因此只能得到三电平的输出。１９８０年，日本学者南波江章（Ａ．ＫｉｒａＮａｂａｅ）对其进行了进一步的深入研究与改进，并在ＩＥＥＥ工业应用（ＩＡＳ）年会上提出了目前应用最为广泛的二极管箝位式三电平逆变器主电路的拓扑结构。这标志着由三电平丌始进入到多电平逆变器研发的新阶段。随着二极管箝位式三电平逆变器的出现，１９８３年，Ｐ．Ｍ．Ｂｈａｇｗａｔ等人将三电平逆变器发展为五电平、七电平以及多电平箝位式逆变器。１９９２年，法国学者Ｔ．Ａ．Ｍｅｙｎａｒｄ和Ｈ．Ｆｏｃｈ提出了飞跨电容筘位式多电平逆变器，这标志着一种新型拓扑的出现。２０００年由ＦａｎｇＺ．Ｐｅｎｇ在研究总结了多种箝位式多电平逆变器（如二极管箝位式、飞跨电容箝位式以及两者混合箝位式多电平逆变器）的特点之后，提出了一种通用式的多电平逆变器主电路结构拓扑。这种电路结构的优点在于：不需要借助于任何附加电路来达到抑制直流侧电容电压偏移，并在理论上实现了一个有实际应用价值的多电平逆变器主电路结构拓扑，此拓扑结构是以飞跨电容箝位的半桥式为基本单元组成的。２０００年，Ｍ．Ｄ．Ｍａｎｊｒｅｋａｎ等人提出了单相全桥式逆变单元（即ＦＢＩ或Ｈ桥）串联式多电平逆变器。近年来，韩国学者Ｙｏｕｎｇ．ＳｅｏｋＫｉｍ等提出了一种新的混合型的三电平拓扑，这类混合型拓扑结合了多种拓扑的优点，为三电平技术的发展提供了新的思路。此外，还有带辅助变流器型、通用箝位型和层叠式多单元变流器等新型拓扑，拓宽了三电平乃至多电平技术的研究视野。１．２．２国内外研究现状在国外，很多公司都研制出了各自的中高压变频器，这些公司的中高压变频器与低压变频器相比，并不是都具有成熟的拓扑结构，而是根据各自不同的情况开发了不同的变频装置，其中典型的代表性产品ｎ１有：美国罗宾康（Ｒｏｂｉｎｃｏｎ）公司和日本东芝（Ｔｏｓｈｉｂａ）公司生产的完美无谐波变频器，德国西门子（Ｓｉｅｍｅｎｓ）公司生产的ＳＩＭＯＶＥＲＴＭＶ变频器，ＡＢＢ公司生产的ＡＣＳｉ０００系列。其中西门子公司、ＡＢＢ公司的产品所使用的逆变电路就是第１章绪论１．３三电平逆变器研究的关键问题１．３．１拓扑结构自从日本长冈科技大学南波江章（Ａ．ＫｉｒａＮａｂａｅ）等人于１９８０年在ＩＥＥＥＩ业应用（ＩＡＳ）年会上提出二极管箝位三电平逆变器电路拓扑ｎ１以来，三电平技术得到了很大的发展。在随后的几十年里，人们研究出了多种电路拓扑“训。目前所见到的三电平逆变器，从主电路拓扑来看，可以归结为以下三种拓扑结构。（１）二极管筘位型（Ｄｉｏｄｅ．ｃｌａｍｐ）‘５１二极管箝位型三电平逆变器，又称中点箝位型（ＮｅｕｔｒａｌＰｏｉｎｔＣｌａｍｐｅｄ－ＮＰＣ）三电平逆变器，是最早提出的三电平拓扑结构。该拓扑使用数个二级管对相应的开关进行箝位，采用不同的开关组合输出不同的电平。其Ｕ相拓扑结构如图１．１所示。这种拓扑的优点主要体现在：（１）单个开关器件承受电压小，所输出电压变化率ｄｖ／ｄｔ大大减小；（２）电平数目越多，使得输出电压谐波含量越少；（３）可控制无功功率流。但也有明显的缺点，体现在：（１）需要大量的箝位二极管，成本较高，限制了更高电平的应用；（２）存在直流侧电容电位不平衡问题：（３）每相桥臂功率器件的导通时间不同，造成负荷不一致。一图１－１二极管箝位型逆变器的拓扑结构Ｆｉｇ．１?ｌＴｏｐｏｌｏｇｙｏｆｄｉｏｄｅ?ｃｌａｍｐｅｄｉｎｖｅｒｔｅｒ（２）飞跨电容型（Ｆｌｙｉｎｇ－ｃａｐａｃｉｔｏｒ）¨１法国学者Ｔ．Ａ．Ｍｅｙｎａｒｄ和Ｈ．Ｆｏｃｈ于１９９２年提出了飞跨电容型三电平逆变器，其Ｕ相拓扑结构如图１．２所示。通过图１．２可以看出，相比于二极管箝位型三电平逆变器的拓扑结构，飞跨电容型三电平逆变器主电路只是用飞跨电容取代了箝位二极管，所以其拓扑结构有着与二极管箝位电路同样的优点。但其缺点也很明显，主要体现在：（１）需要大量飞跨电容，对高压系统而言，电容体积大、封装难、成本高；（２）控制算法复杂，难以实现，且存在着直流侧上下电容电压所引起的不平衡问题：（３）和二极管箝位三电平逆变器电路类似，每相桥臂上开关器件导通与关断时问的不同也将造成负荷不一致。西安理工大学硕士学位论文Ｈ图１－２飞跨电容型多电平逆变器的拓扑结构Ｆｉｇ．１－２Ｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆｆｌｙｉｎｇｃａｐａｃｉｔｏｒｉｎｖｅｒｔｅｒ（３）独立直流电源级联型（Ｃａｓｃａｄｅｄ―ｉｎｖｅｒｔｅｒｓｗｉｔｈｓｅｐａｒａｔｅＤＣＳｏｕｒｃｅｓ）＂１独立直流电源的级联型三电平逆变器是一种较为新颖的三电平逆变器，简称级联型三电平逆变器。图１．３为级联型三电平逆变器Ｕ相拓扑结构图，该拓扑使用若干低压ＰＷＭ变流单元直接级联的形式来输出高压，其电路以单相全桥逆变器为基本单元，并且每个独立单元都配有单个的直流电源，由若干个这样的基本单元级联起来就形成了其中的一相。这种拓扑的优点主要体现在：（１）无需箝位二极管和电容，易于封装；（２）在直流侧使用相互隔离但电压相同的直流电源，不存在上下电容电压不平衡问题；（３）技术成熟，基于低压小容量变换器的级联组成方式，易于模块化生产。然而，其拓扑结构的缺点在于需要若干个独立的电压相同但隔离的直流电源，因此也在一定程度上限制了其应用。图Ｉ．３独立直流电源级联型多电平逆变器的拓扑结构Ｆｉｇ．１－３ＴｏｐｏｌｏｇｙｏｆｃａｓｃａｄｅｉｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｓｅｐａｒａｔｅｄＤＣｓｏｕｒｃｅｓ１．３．２ＰＷＭ控制策略ＰＷＭ控制策略‘８。１１１在三电平逆变器中实现功率的变换起着极为重要的作用，是三电平逆变器的核心技术。在过去的二十年里，对于三电平逆变器各种拓扑结构的ＰＷＭ控制策略已经得到了越来越多学者的关注，并对其进行了大量的研究与改进，提出了许多有效的控制策略。目前，ＰＷＭ控制方法主要分为三类：载波调制法、特定谐波消去法（ＳＨＥＰＷＭ）和空间矢量调制法（ＳＶＰＷＭ）。４第１章绪论（１）载波调制法载波调制法‘８１是将载波与调制波比较得到的开关脉冲信号分别控制逆变器各桥臂上开关管的导通与关断。其中以正弦波为调制波，三角载波层叠的正弦脉宽调钳Ｊ（ＳＰＷＭ）技术被广泛采用。这种调制策略在实现方法上比较简单，然而电压利用率较低，对中点电位的不平衡问题更是没有很好的考虑到。（２）特定谐波消除法（ＳＨＥＰＷＭ）特定谐波消除法¨１是以消除输出电压波形中某些特定的低次谐波为目的的一种ＰＷＭ控制方法，其核心思想就是在预先设定好的时刻实现特定开关器件之间的切换，以达到预期的消去某些特定低次谐波的目的。这种方法的优点是在同样的开关频率下，使得输出电压波形可以最优，并且有效的减少了直流侧电压纹波，提高了直流侧的电压利用率。可是该方法的不足之处在于计算开关器件切换点时较复杂，且使用牛顿迭代方法求解非线性方程组时存在发散问题，不能够实现在线运算，使得运算时间大大加长。（３）空间矢量调制法（ＳＶＰＷＭ）空间矢量调制¨¨¨（ＳｐａｃｅＶｅｃｔｏｒＰＷＭ）是从电机的角度出发，目的在于使交流电机产生圆形磁场。它是以三相对称Ｊ下弦波电源（其电压和频率值均为电机的额定值）供电时交流电机产生的理想磁链圆为基准，通过选择逆变器的不同开关状态，使电机的实际磁链尽可能的去逼近理想磁链。由于它把逆变器和电机看成一个整体来处理，所得模型简单，便于微机实时控制，并具有转矩脉动小，噪音低，电压利用率高的优点。１．３．３中点电位平衡中点电位平衡问题‘１２１钉是ＮＰＣ三电平逆变器固有的问题。三电平逆变器工作时会有中点电流的流入和流出，造成中点电位的不停变化，这种电位变化将会使功率器件所承受的电压超出额定范围，造成器件失效。这种不停的波动也将直接影响直流侧上下电容的寿命，使得输出波形畸变。为了使得设备能够可靠运行，并且有效确保负载侧的供电质量，中点电位的平衡是一个至关重要的因素。关于中点平衡控制策略主要是从硬件电路和软件算法上进行的控制的。２０世纪９０年代以前，几乎所有对ＳＶＰＷＭ调制策略的研究都局限在线性范围内。为了能够将线性调制区和系统最大可能输出（六阶梯波）进行平滑衔接，使得系统的调制范围能够由线性调制区的最大范围（ＳＰＷＭ：０．７８．５％１ＳＶＰＷＭ：０－９０．７％）扩展到Ｏ～ｌｏｏ％，以及人们对电机输出转矩和逆变器直流母线利用率要求的提高，与之相应的各种ＳＶＰＷＭ过调制策略‘１５。汀１在过去的二十多年中得到了深入而细致的研究，如典型的单、双模式过调制策略、基于空间矢量分类技术的过调制策略以及基于叠加原理的ＳＶＰＷＭ过调制策略等。西安理工大学硕士学位论文１．４目的：设计并搭建ＮＰＣ三电平逆变器开发平台；在对ＮＰＣ三电平逆变器两种ＳＶＰＷＭ调制策略及其关键问题深入分析与研究的基础上，进行相关的仿真研究，并最终在所搭建平台上利用实验手段对相关仿真及研究问题进行实验验证，得出相关结论。内容：（１）以ＮＰＣ三电平逆变器为研究对象，详细介绍了ＮＰＣ三电平逆变器传统ＳＶＰＷＭ和虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略，分别从扇区和区域的划分、电压矢量的选择优化、电压矢量作用时间的计算以及作用顺序的确定四个方面对两种调制策略进行了深入的讨论，并给出了相应的仿真和实验结果。最后对两种ＳＶＰＷＭ调制策略下的结果进行了分析比较。（２）针对ＮＰＣ三电平逆变器中点电位平衡问题的研究。首先阐述了中点电位不平衡的原因及危害。接着从空间电压矢量和中点电流影响两个方面对中点电位偏移进行了分析。然后详细介绍了两种ＳＶＰＷＭ调制策略下中点电位平衡控制策略，并给出了相应的实验结果。最后对两种ＳＶＰＷＭ调制策略下中点电位的平衡的结果进行了分析比较。（３）针对传统ＳＶＰＷＭ调制策略，研究了一种双模式过调制策略，给出了相应控制策略的流程框图，并进行了实验验证；分析了传统ＳＶＰＷＭ调制下偶次谐波产生的原因以及消除方案，给出了仿真结果及对比分析。（４）对搭建的ＮＰＣ三电平逆变器开发平台进行了详细说明。介绍了开发平台的整体设计方案，包括系统构成和电源方案。在硬件平台设计方面，主要给出了主电路、驱动电路、信号检测电路以及保护电路几个部分的设计。软件设计方面，先对所用控制器进行了简单介绍，然后给出了系统软件设计中主程序以及中断服务子程序的设计流程图。６第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究２ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰｗＭ调制策略研究ＮＰＣ三电平逆变器的工作原理由１．３．１节可知，●ｆ。Ｃ帼图２?ｌＮＰＣ三电平逆变器基本拓扑Ｆｉｇ．２?１ＴｈｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆＮＰＣｔｈｒｅｅ?ｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒ如图２．１所示，ＮＰＣ三电平逆变器每相桥臂都由４个ＩＧＢＴ功率器件、４个续流二极管以及２个筘位二极管组成。在系统运行前，假设负载侧丌路，直流侧上下电容ＣＩ和Ｃ２充电，上下电容电压均为直流侧母线电压％的一半，即配ｆ／２。运行过程中，保证每相桥臂的ｌ、３管互锁，２、４管互锁。就Ａ相桥臂而言，当系统Ｊ下常工作时，具体工作原理分析如下：（１）开关管＆，、勋导通，＆３、＆‘，关断：忽略开关管的正向导通压降，无论Ａ相电流输出方向如何，此时Ａ相输出端的电位与Ｐ点电位相等，即＋现以。（２）开关管．％、．％导通，＆，、＆‘，关断；忽略开关管的正向导通压降，无论Ａ相电流输出方向如何，此时Ａ相输出端电位与Ｏ点电位相等，ＢＯｏ。（３）开关管＆３、＆４导通，＆，、％关断：忽略开关管的正向导通压降，出方向如何，此时Ａ相输出端电位与Ｎ点电位相等，即．耽以。无论Ａ相电流输由以上分析可知，对于ＮＰＣ三电平逆变器，其开关的工作状态见表２．１。以Ａ相桥臂为例，开关状态【Ｐ】表示Ａ相桥臂上端的两个开关管＆，、＆２导通，此时Ａ端相对于中点Ｏ的端电压为＋忱以，同样的，丌关状态附】表示Ａ相桥臂下端两个开关管．Ｓ０、＆．，导通，此７西安理工大学硕士学位论文时端电压为一眈以。开关状态【Ｏ】表示中间的两个开关管．ＳＩ口２、鼢导通，此时端电压被筘位在零电压上。所以输出端电压有三个电平：＋阮以、Ｄ、．配以，三电平逆变器就是由此命名的。表２．１开关状态与输出电平对应关系Ｔａｂ．２―１Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｎｓｗｉｔｃｈｉｎｇｓｔａｔｅｓａｎｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｓ从表２．１可以看出，开关管＆，和．％以互补模式运行，也就是说当一个开关导通时，另一个必须关断。同样地，＆２和鼬也是互补运行的。２．２ＮＰＣ三电平逆变器传统ＳＶＰＷＭ调制策略由２．１节分析可知，ＮＰＣ三电平逆变器每相桥臂可以用【Ｐ】、［Ｏ】和Ｉ－Ｎ］－－个开关状态表示。那么逆变器的三相桥臂共有２７种可能的输出开关状态，对应２７个不同的电压矢量，远大于两电平逆变器时的８个电压矢量。这样就会拓展矢量的选择范围，使得参考电压矢量合成时的过渡更加自然，使输出波形更好地逼近正弦波。如图２．２所示，整个空间被划分成Ｉ～ＶＩ六个大扇区，而在每个扇区中又包含了四个小区域，共得到２４个小区域。其中，六边形的６个顶点处为６个大矢量所在的位置，六对小矢量（Ｐ型小矢量和Ｎ型小矢量），共１２个小矢量位于小六边形的每个顶点，位于六边形中点处的３个电压矢量为零矢量，其余的电压矢量为６个中矢量，表２．２给出了各个电压矢量的分类及相对应的幅值“８‘１９１。Ｖｇｌ，ａ一）ｌｑｖ―ｏＮＰｌ【ｉＩｌＶ―ＰＮＰＩｏｌ扇区Ｖ图２．２三电平逆变器传统空间电压矢量分布图Ｆｉｇ．２－２Ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｓｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｍａｐｏｆｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒ８第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究将三相逆变器每相电压定义在相位互差１２００的平面坐标系上，假设Ａ，Ｂ，Ｃ各相参考电压如下：Ｕ∞＝Ｕｍｓｉｎｃｏｔ‰＝‰ｓｉｎ∽一詈丌）％＝％ｓｉｎ（耐一号石）则图２－２中这些矢量可由公式（２．２）来表示：（２．１）ｙ＝吾（ｕ。＋ｕ幻Ｐ焉厅＋ｕ二Ｐ。；”］其中，沈Ｄ、％ｏ、阢。分别是三相电压Ａ、Ｂ、Ｃ相对于直流侧中点Ｏ的输出电压。ｃ２．２，这里引入开关函数＆、＆、＆来替代式（２．２）中‰、‰、比，则有：矿（咒，＆，≮）＝丁２Ｕｄｃ（配＋驴２”＋∥８）式中＆、＆、＆分别可取三个开关状态【Ｐ】、【Ｏ】和Ⅳ】，分别用１，０，．１表示。表２?２三电平逆变器的空间电压欠鼙及其幅值Ｔａｂ．２－２Ｔｈｅｓｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｓｄ（２．３）ａｎｄａｍｐｌｉｔｕｄｅｏｆｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒ２．２．１传统ＳＶＰＷＭ调制策略下扇区和区域的划分（１）扇区的划分在图２．２所示的０【．Ｄ坐标轴上，假设参考电压矢量以ａ轴为基准逆时针旋转，每隔６００为一个扇区，则整个空间矢量可分为６个大扇区，参考电压矢量所处的扇区位置根据参考电压矢量的角度来确定。当参考矢量电角度为Ｏｏ￣６００时，参考矢量位于扇区Ｉ中。同理其它扇区的判断见表２．３。表２．３空间ｌ乜压欠量分布幽的扇区划分Ｔａｂ．２－３Ｓｅｃｔｏｒｐａｒｔｉｔｉｏｎｏｆｓｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｍａｐ９西安理工大学硕士学位论文（２）区域的划分在传统ＳＶＰＷＭ调制算法中，有很多种对于区域划分的方法。删ｔ：圪＋告≤争；删２：圪一告≥争；删３：％≥孚Ｖ０（ＰＰＰ＿，（ｏｏｏ．Ｎ（ＮＮＮ图２．３扇区Ｉ中的矢量及时间分配图Ｆｉｇ．２－３ＳｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｍａｐｉｎｓｅｃｔｏｒＩ定晰处的小三角形区域位置（其它扇区中区域判断类似）。表２―４中详细给出了圪：位于扇区Ｉ下各区域的判断规则：（√：表示满足条件；×：表示不满足条件）。表２－４区域判断规则Ｔａｂ．２．４Ｒｕｌｅｓｆｏｒａｒｅａ经过简单的算术计算和逻辑推导，所给三个规则的真伪也就可以判断，这样就可以确ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ２．２．２电压矢量作用时间的计算在图２－３中，以参考电压矢量％位于区域Ｂ为例，电压矢量Ｖｏｌ、巧？、Ｖ０２和％可表示为：％。＝｛％，Ｖ１２－＂去％Ｐ卜．Ｖ０２＝｛％ｅ仁，％＝Ｖｅ户（２．４）与两电平逆变器空间电压调制算法类似，ＮＰＣ三电平逆变器调制算法也基于伏秒平衡原理［ｚｏｌ即给定参考电压矢量％与采样周期瓦的乘积，等于所选取电压矢量与其作用时间乘积的累加和。％可由与其相邻的％，、所２、‰三个矢量合成，因此，在每一ｌＯ第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究个采样周期内有：乞＋乙＋‘＝￡％Ｉ，口＋％２，６＋Ｅ２ｔｃ＝Ｋ订Ｃ（２．５）（２．６）其中，岛，如，如分别是电压矢量％Ｊ，ｇｏｔ，所２在一个开关周期瓦中的作用时间。由式（２．４）、（２．５）、（２．６）可得：三％”｛％（ｃ。ｓ詈地＋万１％（ｃ。ｓ詈）Ｉ＝俅。ｓ９）ｚ（２．７）吉％（Ｓｉｎ》＋Ｔ３３Ｕａｃ（ｓｉｎ融叫（Ｓｉ们）ｅ式（２．５）、（２．７）、（２．８）联立可得：（２．８）Ｉ乞＝【ｌ一２ｍｓｉｎ（Ｏ）］Ｔｓ（２．９）｛，６＝【ｌ一２ｍｓｉｎ（ｚｒ／３一ｐ）】Ｚ【ｔｃ＝【２ｍｓｉｎ（０＋７ｒ／３）一１】Ｃ其中，ｍ＝√３ｌ％ｌ／％，Ｉ％ｌ为参考电压矢量幅值，Ｕｒｉｃ为直流侧母线电压。同理可求得扇区Ｉ中Ａ、Ｃ、Ｄ区域中各电压矢量的作用时问，表２．５是当％，位于扇区ｌ中各区域电压矢量作用时间的计算公式。当％位于扇区ＩＩ中的Ｂ区域时，从图２．２可以看出，如果把第１Ｉ扇区和‰厂都顺时针方向旋转６００，则扇区ＩＩ和扇区ｌ重合，％厂也转换到了扇区Ｉ，因为旋转后扇区ｌＩ中各个矢量和％的相对位置都不变，由伏秒平衡原理可知，用来合成％厂的各矢量方向和长度也不变，所以和上述参考电压矢量％位于区域Ｂ所计算方法类似，可将扇区ＩＩ中电压矢量的作用时间在扇区Ｉ中进行计算。表２－５扇区Ｉ中各区域矢最作用时间Ｔａｂ２．５ＶｅｃｔｏｒｓａｃｔｉｏｎｔｉｍｅｏｆｅａｃｈａｒｅａｓｉｎｓｅｃｔｏｒＩｔｃ区域ｔ４ｌｂ其它扇区中电压矢量作用时间的计算方法与此类似。因此，其它５个扇区电压矢量作用时间的计算都可归类到扇区Ｉ（０－－６００）中，而电角度ｐ必须转换到０－－６００的范围之内，转换过程可通过式（２．１０）来完成。０’＝０―６００（Ｓ―１）（２．１０）其中，ｐ为％厂与ＯＬ轴的夹角，Ｓ表示参考电压矢量％厂所在的扇区，日为日转换到扇区Ｉ中所对应的电角度。西安理工大学硕士学位论文２．２．３电压矢量作用顺序的确定以上几节介绍了参考电压矢量％扇区及区域的划分及其作用时间的计算，下一步要解决的问题就是确定以及优化开关顺序ｎ＂“¨，然后根据每个扇区空间电压矢量选择的开关顺序就可以产生相应的脉宽调制波。一般来说，对于给定的电压矢量％厂，其开关顺序的选取方案并不是惟一的。然而为了能够有效的抑制逆变器输出电压较高的谐波畸变，％ｒ用与其最相近的三空间电压矢量来合成。本节主要介绍传统七段对称式ＰＷＭ脉冲信号下的开关顺序及优化，其矢量的选择主要满足以下几个条件：（１）为了保证开关频率的优化以及器件开关损耗的减少，电压矢量的选择应确保在每次电压矢量变化时，只有一个开关器件动作；（２）每个开关周期由７个电压矢量组成，且电压矢量及其作用时间是相互对称的。第４矢量和第ｌ、７矢量在图２―２的三电平空间电压矢量分布图中所处的空间位置相同，第２、６矢量相同，第３、５矢量相同；（３）为了保证不同区域的矢量在相互切换过程中变化次数较小，每个开关周期中的起始矢量通常选择图２．２中小六边形的六个顶点处，即选择六对小矢量之一作为起始矢量，无论在哪一个区域，起始矢量都为Ｐ型小矢量（或都是Ｎ型小矢量）。由条件（３）可知，当矢量在不同区域之间相互切换时，如果切换过程发生在Ｐ型和Ｎ型小矢量之问，就会导致器件的开关损耗较大，输出电压将会产生过高的电压幅值跳变，而同类型的小矢量之间相互切换可以有效的减少开关器件的动作次数。以图２．２中扇区Ｉ为例来介绍传统七段对称式ＳＶＰＷＭ开关顺序，表２．６是传统七段对称式ＳＶＰＷＭ在四个区域中对应的基本电压矢量，其他扇区中不同区域矢量的作用次序可根据表２．６推出。表２－－６扇区Ｉ中各个区域欠量选择表Ｔａｂ．２－６ＳｅｌｅｃｔｉｏｎｏｆｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｉｎｓｅｃｔｏｒＩ第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究Ｓ．Ｐｏｒ＿ⅣＩＩＳ‘广Ｄ＾，ＩＩｌＩＩＩＩＩＩｌＬＩ！！Ｉｒ．ｒ．誓薯雕ｉ害瞄ｉ薯鬟：（ａ）Ａ区域Ｉ．＃ｊ嚣攀ｌ掣瞄’ｏｌｖ．ｉｖ主ｏｃｔｃ．ｉ，＂ｊｏＬｏ（ｂ）Ｂ区域ＩＬＩ－ｌ－ｌ－ＩｉＩｉＩ－Ｉ●；ＩｉｌｉＩｉＩｉＩｉＩｉｒＩｌｉＩ！ｉＩ！ｉＩＩＩＳ‘尸ＩＩｉＩｒ?一，０＾，Ｓ．，ＰＬＩＩｏｒｔ０＾，ｌＩｒ．ⅣＩ．ＩＩｒｊｏ。ＮｌＮ‘ｖ，ｉｒ［Ｉ。，。（ｃ）Ｃ区域ｖ吉：，瓦，Ｖｌｌｒ圭，，ｃ６．＇ｌｌｅ古ＯｃＯＩＩ鬟ｉ蔓ｉ鼍睫Ｏ（，）瓦Ｎ：ＩＩ圳，Ｉ）ＮＩＩ蚓，Ｉ，ＮＩＶ了ｌＰ¨ＯＩ（ｄ）Ｄ区域图２＿４扇区Ｉ中的输出电压矢量顺序图Ｆｉｇ．２－４ＴｈｅｄｉａｇｒａｍｏｆｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｓｓｅｑｕｅｎｃｅｉｎｓｅｃｔｏｒＩ２．３ＮＰＣ三电平逆变器虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略‘磐２¨是为有效的改善下一章中点电位平衡问题所提出的一种控制策略。虚拟空间矢量（Ｖｉｒｔｕａｌ．Ｓｐａｃｅ．Ｖｅｃｔｏｒ）是由特定的空间电压矢量按照一定方式合成，图２－５三电平逆变器虚拟空间电压矢晕分布图Ｆｉｇ．２－５Ｖｉｒｔｕａｌｓｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｍａｐｏｆｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌｉｎｖｅｒｔｅｒ西安理工大学硕士学位论文均匀地分布在ａ够平面上，其方向固定，仅长度可调。图２―５为ＮＰＣＺ电平逆变器虚拟空间电压矢量分布图。由图２―５可以看出，与传统ＳＶＰＷＭ调制策略下空间电压矢量分布图相似，１９个有效电压矢量均匀的分布在ａ－ｐ平面上，分为６个大的扇区，不同的是每个扇区分ＷｏＴｃ图２－６扇区ｌ的空间欠量分布图Ｆｉｇ．２―６ＳｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｍａｐｉｎｓｅｃｔｏｒＩ为５个三角形区域。图２－６为扇区Ｉ的空间矢量分布图。以扇区Ｉ中的Ａｌ区域为例（其它区域类ｉｖ２），可以看出虚拟矢量的具体组合如下：虚拟小矢量：虚拟小矢量Ｖｖｓｌ是由位于同一位置的一对正负小矢量％，Ｊｐ和％，Ⅳ进行线性组合而合成的，组合成的虚拟小矢量Ｖｖｓｌ＝１／２（ｇｏ，尸＋ｖｏｌｕ），同样另一对正负小矢量‰Ｐ和Ｖ０２ＮＹｆ行线性组合可以得到另一小矢量Ｖｖｓ２＝Ｉ／２（Ｖ０２Ｐ＋Ｖ０２Ｎ），由矢量合成原理可知，虚拟小矢量Ｖｖｓ，和Ｖｖｓ２的幅值和方向分别与其合成的两个小矢量相同。虚拟中矢量：虚拟中矢量ＶｖＭ，是由小矢量９０２ｐ和％，ＪⅣ以及中矢量乃２进行线性组合而合成，组合成的虚拟中矢量ＶｖＭｔ＝１１３（Ｖｏ，Ⅳ＋乃矿‰Ｐ），由矢量合成原理可知，虚拟中矢量Ｖｖｕｔ的幅值为２４３ｕｏ，／９，其方向与传统ＳＶＰＷＭ调制下中矢量ｎ２方向相同。此外，大矢量和小矢量都不会影响中点电位，因此虚拟大矢量和虚拟零矢量与传统ＳＶＰＷＭ调制下的大矢量和零矢量相同，即虚拟大矢量吼广乃和所口＝乃，虚拟零矢量ｈ旷Ｖｏｏ。所以，在扇区Ｉ内，各虚拟空间矢量为：ＶＶＭｌ２－，ｔＩ＇０１Ｎ＋ｖ１２＋Ｖ０２ｐ）ｌ‰２－－，（Ｉ＇ｌｌｅ＋Ｉ白ＩＮ）ｌ‰２三‘Ｖ０２Ｐ＋饶Ｊｖ’（２．１２）忱ｌ－屹％２２眨Ｗｏ＝Ｖｏｏ１４第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究２．３．１虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略下扇区和区域的划分（１）扇区的划分虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略下，由图２．５可以看出扇区的划分与传统ＳＶＰＷＭ调制策略下一致，仍为六个大扇区，所以其扇区的划分方法与传统ＳＶＰＷＭ调制策略下类似，这里不再重复。（２）区域的划分三条规则“钉即可判断出参考电压矢量呲于哪一个小三角形区域中（假设啪于扇区Ｉ中）：以图２－５中的扇区Ｉ为例，区域划分见图２．６，每个扇区被划分为五个小区域。利用以下，％２―――――＿＝―一，ｍ，＝―＝?―一，．％＝…ｌ１２。ｓｉｎ０＋４３ｃｏｓ０‘４３．ｃｏｓ０’３ｓｉｎ０＋４３ｃｏｓ０扇区Ｉ中的分区规则如表２．７。其它扇区的分区规则依次类推。表２．７区域判断规则Ｔａｂ．２．７Ｒｕｌｅｓｆｏｒａｒｅａｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，三角形ＡｌＡ２调制度ｍｍ：Ｓｍ３ｍｌＳｒｎＳｍ２ｍ２Ｓ晰Ｓ聊ｊＡ３Ａ４Ａ５ｍ２朋３＆＆朋犰２，，，３Ｓｍ鲫２２．３．２电压矢量作用时间的计算在图２－６中，以参考电压矢量‰ｆ位于第一扇区三角形Ａ３为例，与％ｆ相邻的虚拟电压矢量为：Ｖｚｓｌ，Ｖｚｓ２，Ｖｚｍ。‰ｆ是由最邻近的三个虚拟电压矢量合成的，根据伏秒平衡原理，在每一个开关周期瓦内有：‰ｌＴｏ＋Ｋｓ２瓦＋ＫＭｌ贮＝％ＣＴｏ＋瓦＋瓦＝ｌ（２．１３）（２．１４）其中，死，Ｔｂ，瓦分别是电压矢量‰Ｊ，所融，‰，的作用时间。由式（２．４）、（２．１３）、（２．１４）可得：喜ｕ出瓦＋?丢ｕ出瓦＋三ｕ出疋＝ｙ（ｃ。ｓｐ）ｔ（２．?５）警ｕ肼鲁ｕ出疋圳（ｓｉｎ睨由式（２．１３）、（２．１５）、（２．１６）可得：（２．１６）西安理工大学硕士学位论文乙舢～扎一（２．１７）￡栅Ⅺ栅附阳驴撕２瓦玎撕邓‰∞删廊叭．薰啦一用同样的方法可以推导出参考矢量位于其它四个区域中各个电压矢量的作用时问，如表２―８所示。表２－８扇区Ｉ中各区域电压矢量作用时间计算Ｔａｂ．２．８ＶｅｃｔｏｒｓａｃｔｉｏｎｔｉｍｅｏｆｅａｃｈａｒｅａｉｎｓｅｃｔｏｒＩ当参考矢量‰ｒ位于其它扇区时，各区域电压矢量作用时问的计算与传统ＳＶＰＷＭ调制策略下思路相同，即将其它扇区中各虚拟矢量作用时间的计算归类到扇区Ｉ（０－－６００）中，这里不再赘述。２．３．３电压矢量作用顺序的确定空间电压矢量作用顺序的确定与２．２．３节中传统ＳＶＰＷＭ调制下的所遵循的原则一致，在一个开关周期内，对于一个给定的参考电压矢量％厂，判断其所在扇区及区域后，根据最近三虚拟矢量合成原则，可以用三个虚拟电压矢量来合成。现以扇区ｌ为例，每个小区域选择的基本矢量如表２．９所示，其它扇区以此类推。表２．９扇区Ｉ中各个区域欠量选择表Ｔａｂ．２―９ＳｅｌｅｃｔｉｏｎｏｆｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｓｉｎｓｅｃｔｏｒＩ图２．７给出了一个ＰＷＭ周期内扇区ｌ中各区域的电压矢量作用顺序及时间分配图。由图２．７可以看出，扇区Ｉ中各区域中采用半双极性调制，也就是说，在每个开关周期中三相桥臂中某一相的４个开关器件都必须开通关断一次，两对冗余小矢量都被使用。因此，虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略更为有利于第三章所介绍的中点电位的平衡，但是因为丌关次数多了一倍，所以其开关损耗特性要逊色于传统ＳＶＰＷＭ调制策略。１６第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究ｔ，ＤｉＩＦ’Ｉ‘ＩｌＩＩ！ＩＩＩＩＩ：一ＩＩＩＩｌ－＿●●一ｔⅣ以ＰＤⅣｔＰＤ］ｉＩｌ――ｉＩＩＩＩｌｌＩｌＩＩＩＩＩｉＩＩＩＩＩＩＩＩＩｌＩＩＩＬ－●－ｔｌＳＩＩｌＩＩＩⅣＩ：：：Ｉ：：ｒ．一ｌＩ０ＩｘｔＰＰＯＩＩＰｔＰ０ｌＩＰＯｒ？Ｐ，Ｏ．Ｉｐ．Ｏ，ｏ７ｍｉ。．－：ＩｉＳｌ÷‘．；÷屯Ｊ÷‰Ｊ÷‰４；乇，Ｉ；ｒｒ．峙ｋ．珐ｎ?ｉ。～Ｉｉ““Ｉｌ融Ｏ．Ｖ＇蛙ＰｌＩｖ＇ｏｏ”，ｉ≯１ｉｈＦ‰＇了ｈ“÷Ｌｗ诗ｋ，÷ｒｒ?１Ｉ”７ＩＩＩＩ．Ｉ０、；？：、ｉ？、Ｉ＇。Ｐ，００Ｉ．ｉＩＩ“２。Ｉ“ＩＩ．Ｉ一Ｌ―：Ｉ！；ＩＩ！ｉＩＩＩ！ｊＩＩｌＩ！ｌＩｊＩＩＩｉＩ●ｉＩ●ｉＩ●ｆ广Ｔ―广－【二［丁］广Ｔ］厂Ｆ’ＩＬＬｉＩＩＩｌＩＩｌＩＩＩ―ｒ．一Ｉ‘ｌＩＩＩｌＩＩＩｌｌＩＩＩＩＩｌＩＩＩＩＩＩＩＩＩＩＩＩｌＩＩＩＩＩＩＩ！Ｉ！Ｉ．！．Ｉ！Ｉ１ＩｌＰＰＯｒ．一Ｉ！！！！！－ｒ－一端ｗｒｏＩｐｏＬｏ．Ｈ；ｅ，，、；札ｏ，，ｊＩＬ翻ｒ，．ｈ辩ｈ；：？￥ｈ弦Ｉ嚣；，，??ＩＩＩ菇瞄黜ｈｈｉｌ详ｈｒ：ｊＦｈ、Ｉｊ，：ｉ融ｈ『‘叫ＩＩＩＩＩＩｈ茹．ｌＰＰＯ疗Ｌ?－瞎Ｌ?，ｌ（ｃ）Ｓ．Ｉｌ澎Ｓ：ＩＩＳＬ：１ＩＩＩＩＩ．．ｉ．！．．Ｉ．Ｉ．：ＩＩＩＩＩ：ｌＩＩＩ：ｒ．一ＩＩＩＩＩｌＩＩＩＩＩＩＩＩＩＩｌＩｌＩｌＩＩＩｒ．；ｒｒ。，！÷『，。，婪ｒ，。！÷ｒ，。兽ｒ，。．生ｎ。．．，，。芒ｒ…！÷ｒ，。，婪『，。、ｐｏ。、（ｅ）爿，区域图２．７扇区Ｉ中的输出电压矢量顺序图Ｆｉｇ．２―７ＴｈｅｄｉａｇｒａｍｏｆｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｓｓｅｑｕｅｎｃｅｉｎｓｅｃｔｏｒＩ２．４两种ＳＶＰＷＭ调制策略下的仿真和实验结果通过仿真软件ＭＡＴＬＡＢ７．０／ＳＩＭＵＬＩＮＫ‘２５’搭建了三电平逆变器ＳＶＰＷＭ系统的仿真表２．１０仿真和实验参数Ｔａｂ．２－ｌ０Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ直流侧母线ｔ【ｉ压直流侧电容５２０Ｖｉ９５０１．ｔＦ仿真算法实验控制器死区时问ｏｄｅ２３ｔＤＳＰ：ＴＭＳ３２０Ｆ２８３３５３．２ｕｓＦＺ０６ＮＩＡ０５０ＳＡ功率器仆负找鼠笼异步交流Ｉ【ｉ机３８０Ｖ／ｉ．１ｋＷ１７西安理工大学硕士学位论文模型，对上述介绍的传统ＳＶＰＷＭ和虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略进行了仿真验证，并在搭建的三电平开发平台上编写相应的ＤＳＰ控制程序对两种调制策略的仿真进行了实验验证。仿真和实验参数如表２．１０所示。所采用的交流电机参数如下：Ｐ产１．１ｋＷ，Ｕ．＝３８０Ｖ，Ｐ＝－２，Ｒｓ＝５．７Ｑ，母：４．．３Ｑ，ＬＴ－Ｌｒ＝３４．５ｍＨ，Ｌｍ＝４０９．２ｍＨ；传统ＳＶＰＷＭ调制下（虚拟ＳＶＰＷＭ调制下类似），在调制度ｍ＝０．８，开关频率石＝２ｋＨｚ，输出频率Ｙｏ＝５０ｎｚ时，图２．８给出了系统稳定运行时参考电压矢量所经扇区及区域的仿真判断波形。图２－８（ａ）中纵坐标的１、２、…、５、６分别代表扇区Ｉ、Ｉｌ、…Ｖ、ＶＩ，（ｂ）中纵坐标的３、４、５分别代表每个扇区中的区域Ｃ、Ｂ、Ｄ。图２－９（ａ）和（ｂ）分别是Ａ相桥臂的四个管子＆，、．ＳＺ、．％和＆４的仿真和实验驱动波形，由图２－９可以看出开关管＆，和．％以互补模式运行，即一个开关导通，另一个关断。同样．Ｓ玉和＆彳也是互补运行的。６５篷４但３２１三霉雾垂ｉ（ａ）扇区的仿真判断０．０２０．０３０．０４０．０００５５萋４３产一．ＩｆｐＰ产产（ｂ）区域的仿真判断ａｎｄａｒｅａ一一一一一．ＭＰ姑蝴腑图２－８扇区及区域判断Ｆｉｇ．２―８Ｔｈｅｊｕｄｇｅｍｅｎｔｏｆｔｈｅｓｅｃｔｏｒ窝三０Ｅ０础蛙珂甄５１０．书；齑；等：三痨．．―』：‘“““曩㈦ｌ《…删ＬＪ葛争｛赫铲制Ｉ‘等岢５磊：匡』㈣匡』唧珊雪夏．．。一一ｌ删Ｌ．一Ｉ棚｜Ｌ一一ｌＮ品―竺‰ＨⅢｏ＃兰―黑删皇善竺省５历ｉｌ姗ｉ１１旺：：丽删［］㈣《Ｔｅ＋ｋ几曩ｊ．鬟冈ｉ：∽２－＂螂．【鬻飞Ｌ一野＿到Ｉ；―ＵＵＵ■ｌＩＩＩ；―ｕ－ｕ■ＩＩ窝三Ｊ１幽Ｉ眶二３删Ｉ旺二珂咖曩。删ｌ［瓢厂―Ⅷ删［＿ｉ厂―］删栅（ｂ）实验波形（ａ）仿真波形图２－９Ａ相桥臂四个开关管驱动脉冲波形Ｆｉｇ．２－９ＤｒｉｖｅｐｕｌｓｅｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｆｏｕｒｓｗｉｔｃｈｅｓｉｎＡｐｈａｓｅｂｒｉｄｇｅａｎｎ（１）传统ＳＶＰＷＭ调制策略下的仿真和实验波形图２一ｌＯ是开关频率ｆｓ＝２ｋＨｚ，调制度ｍ＝０．４时的输出波形及频谱分析。其中，图２．１０（ａ）和（ｂ）分别是输出频率ｆｏ＝２０ｎｚ和ｆｏ＝５０Ｈｚ时的输出线电压和相电流的仿真和实验波形，由输出波形可知，输出线电压为三电平，电流波形正弦度很好，由线电压乩６和相电流屯的仿真和实验波形可知，仿真结果和实验结果基本一致；图２．１０（ｃ）和（ｄ）是分别是ｆｏ＝２０Ｈｚ和ｆｏ＝５０Ｈｚ时输出线电压波形的频谱分析图，由其频谱分析可知，谐波含量主要集中在一次载波倍数处，谐波主要是载波倍数处的谐波及其边带谐波。１８第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究孙ＯＯ９ｉ苎野一Ｔａｋ。，儿ｙ●ＳｔｏｐＭＰ郴：０．０００５ｔ节ｚ―ｒ谏＿。线电压＊２００ｖ／格Ｃ麓＾。专，＋ｋ一囊∥乳。２ｉ２?一．鏊，一―茹］ｋ―ｂｋ一凶Ｍ１０。０ｍｓＣＨｌ，！ＣＨｌ２００ＶＣＨ２２．００Ａ（ａ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）（ｆｏ＝２０Ｈｚ）伽∞｛黾∞ｏ。９ｉ｜ｎ垂邑∞毋面一Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ（２０Ｈｚ）＝２０７．６．ＴＨＤ＝６２．３２％３００Ｏ１『ｅｋ．几●Ｓｔｏｐ一ＭＰｏｓ：３６０．０Ｊ，ｓ２、√≥’口ｃＯｏ＾一舄≯ｏ‰＿．ｄ譬，，∞；乒，格目艘；翟阳西蓄，翼一■懈翻∥．。～拥，，～酽¨，‰鼍罐．¨崮一一２百２‘一ＣＨＩ２００ＶＣＨ２２Ｊ）０ＡＭ１０。０ｒｍＣＨｌ，（（ｂ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）（ｆｏ＝５０Ｈｚ）Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ（５０Ｈｚ）＝２０７．１．ＴＨＤ＝６４．９８％星２５∞口写２０ｏ罡１５术１０＝器５．Ｉ■已１１赫二一兰噩一２０００４０００６０００８０００１００００Ｆｍｑ岭ｎｃｙ（Ｈｚ）Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（Ｈｚ）（Ｃ）线电压频谱分析０Ｃｏ＝２０Ｈｚ）（ｄ）线电压频谱分析０ｒｏ＝５０Ｈｚ）图２．１０传统ＳＶＰＷＭ调制下输出波形及频谱分析（ｍ＝Ｏ．４）Ｆｉｇ．２―１０ＯｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍｓａｎｄｓｐｅｃｔｒｕｍａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌＳＶＰＷＭ（ｍ－－Ｏ．４）图２．１１是开关频率ｆ，＝２ｋＨｚ，调制度ｍ＝０．８时的输出波形及频谱分析。其中，图２－１２（ａ）７ｆＨ（ｂ）分别是ｆｏ＝４０Ｈｚ和ｆｏ＝５０Ｈｚ时的输出线电压和相电流的仿真和实验波形，输出线电压为五电平，电流波形正弦度良好，由线电压眈６和相电流芘的仿真和实验波形可知，仿真１９西安理工大学硕士学位论文结果和实验结果基本～致；图２．１２（ｃ）和（ｄ）是分别是二：４０Ｈｚ和ｆｏ＝５０Ｈｚ时输出线电压波形的频谱分析图，由其频谱分析可知，谐波含量主要集中在一次载波倍数处，谐波主要是载波倍数处的谐波及其边带谐波。Ｔｅｋ―ｒＬ＋５００ｖ／格≥?、一ＤＣ口ｏ２ｉ２ＣＨｌ５００ＶＣＨ２２．００ＡＭ１０．０盯伟ＣＨ３，ｌ（ａ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）优ｏ＝４０Ｈｚ）ＴｅｋＪＬ、√＞ｏ∞ｏ２≮２‘一ＣＨｌ５００ＶＣＨ２２．００ＡＭ１０．０ｒｎｓＣＨ２／：（ｂ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）优ｏ＝５０Ｈｚ）Ｆｕｎｄａｍｅｎｌａｌ（４０Ｈｚ）＝４１５．８，ＴＨＤ＝３３．８３％Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ（５０｝田＝４１５．８。ＴＨＤ＝３３．７４％Ｉ●∞佰●－●●●―Ｉ日∞５寥一６芝Ｏ０．Ｈ㈣ｈ。：Ｉ卜椭Ｉ『ｌ赢ｉ：ｉ２０００４０００６０００８０００１００∞Ｆ咖嶂ｎｃｙ（｝哟（ｃ）线电压频谱分析ｆｆｏ＝４０Ｈｚ）（ｄ）线电压频谱分析优ｏ＝５０Ｈｚ）图２．１ｉ传统ＳＶＰＷＭ调制下输出波形及其频谱分析（ｍ＝０．８）Ｆｉｇ．２－ｌｌＯｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍｓａｎｄｉｔ＇ｓｓｐｅｃｔｒｕｍａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌＳＶＰＷＭ（ｍ－－Ｏ．８）第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究（２）虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略下的仿真和实验波形图２．１２是开关频率石＝２ｋＨｚ，调制度ｍ＝Ｏ．４时的输出波形及频谱分析。其中，图２―１２（ａ）和（ｂ）分别是伊２０Ｈｚ和石＝５０Ｈｚ时的输出线电压和相电流的仿真和实验波形；图２?１２（ｃ）和（ｄ）是分别是ｆｏ＝２０Ｈｚ和ｆｏ＝５０Ｈｚ时输出线电压波形的频谱分析图。∥郴㈣／线电醚尹删／％＞、一｛ｋ一。ｌＤ∞ｏ１●瓯“一渺毋．蚌。―；。？丽瓿¨一“”＿舻盯孵。，，，辫ｌｋ一．茹ｌ爸≮２‘一ＣＨｌ２００ＶＣＨ２２．００ＡＭ１０．０ｍｓＣＨ４，‘（ａ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）０Ｃｏ＝２０Ｈｚ）１．ｅｋＪＬ日Ｔｒｉｇ’ｄＭＰｏｓ：４００．０脚＞、＿，．‘一彩’，Ｉｆ．／纠咆Ｐ｝口∞＝）ｒｒ。Ｆ‘ｋ―ｋ．；ｊ。≮≯一ｊ，，、≯一毫，０１●Ｉ’ｊ●１沙一《一∞一｛：ＣＨＩ２００，，．ｅＣＨ２２．ＯＯＡＭ１０．ＯｍｌＣｔｔｌ，《（ｂ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）∞＝５０Ｈｚ）Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ（２０Ｈｚ）＝２０８．ＴＨＤ＝６３．４６％∞巧加佰竹５００ｌ一一．．一』．一一．Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ（５０Ｈｚ）＝２０７．９．ＴＨＤ＝６８．４％。一一一一一’一。一一一ｏｌ冰一ａ∞～ＩＩ川眠：厕｜－；ｌ｜Ｉ『｜１１ｆ｜“』』『二《虻ｊ：『赢２０００４０００６０００８０００１００００６１．Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（Ｈｚ）Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（Ｈｚ）（ｄ）线电压频谱分析（ｆｏ＝５０Ｈｚ）（ｃ）线电压频谱分析（ｆｏ＝２０Ｈｚ）图２．１２虚拟ＳＶＰＷＭ调制下输出波形及其频谱分析（ｍ＝０．４）Ｆｉｇ．２－Ｉ２ＯｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍｓａｎｄｓｐｅｃｔｒｕｍａｎａｌｙｓｉｓｏｆｖｉｒｔｕａｌＳＶＰＷＭ（所２０．４）２ｌ西安理工大学硕士学位论文和（ｂ）分嘲＝４０Ｈｚ和二＝５０Ｈｚ时的输出线电压和相电流的仿真和实验波形；图２―１３（ｃ）和（ｄ）是分别是石＝４０Ｈｚ和石＝５０Ｈｚ时输出线电压波形的频谱分析图。ＴｅｋＶ．Ｄ∞３＞图２一１３是开关频率Ａ＝２ｋＨｚ，调制度ｍ＝０．８时的输出波形及频谱分析。其中，图２―１３（ａ）Ⅳ暂讥●ＳｔｏｐＭ几Ｐ皖０．０００ｓ／线电压５００ｖ／格ｉ２ｉ２．一ＣＨｌ‘ｎＯＦＣＨ２２。００９Ｍ１仉０ｍｓＣＨ４，‘（ａ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）∞＝４０Ｈｚ）。ｒｅｋ儿、＿，＞ｏｏ∞鼍２◆ＣＨｌ５（ｉｆｒｄＣＨ２２．ＯＯ＾Ｍ１０．听佑ｃｔ悄，ｔ（ｓ）（ｂ）仿真和实验波形（左侧为仿真波形，右侧为实验波形）以＝ＳＯＨｚ）ＦｍｄａｍｅｎｂＩ（４０Ｈ萄＝４１６。ＴＨＤ＝４７．０１％Ｆｍｄａｍｅ№ｌ（５０Ｈｚ）＝４１６，ＴＨＤ＝３５．９９％孚一ａ∞：Ｆｎｅｑ崛ｎｃｙＩＨｚ）Ｆ他ｑ幢ｎｃｙ（｝哟（ｃ）线电压频谱分析旧０Ｈｚ）Ｆｉｇ．２－１３Ｏｕｔｐｕｔ（ｄ）线电压频谱分析以＝５０Ｈｚ）图２．１３虚拟ＳＶＰＷＭ调制下输出波形及其频谱分析（ｍ＝ｏ．８）ｗａｖｅｆｏｍｓ柚ｄｓｐｅｃ仃ｕｍ删ｙｓｉｓｏｆｖｉｒｔｕａｌＳＶＰＷＭ（肘＝０．８）第２章ＮＰＣ三电平逆变器ＳＶＰＷＭ调制策略研究（３）两种ＳＶＰＷＭ调制策略下结果的对比分析图２―１４（ａ）绘出了两种ＳＶＰＷＭ调制策略在ｆｓ＝２ｋＨｚ，ｆｏ＝５０Ｈｚ时线电压ＴＨＤ随着调制度ｍ变化的曲线（脚．ＴＨＤ）；图２．１４（ｂ）绘出了两种ＳＶＰＷＭ调制策略在ｆｓ＝２ｋＨｚ时线电压ＴＨＤ在恒压频比控制下随输出频率店的变化曲线（厶．ＴＨＤ）。由图２．１４（ａ）可以看出两种调制策略下，随着调制度ｍ的增大输出线电压的ＴＨＤ逐渐减少，两种方法下输出线电压的ＴＨＤ随ｍ的变化基本一致。然而，在整个线性调制度范围内虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略下的线电压的ＴＨＤ要略大于传统ＳＶＰＷＭ调制策略；由图２．１４（ｂ）可以看出两种调制策略在恒压频比控制下线电压的ＴＨＤ随输出频率变化基本一致，在整个频段范围内虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略下的线电压的ＴＨＤ要略大于传统ＳＶＰＷＭ调制策略。（ａ）ｍ－ＴＨＤ（ｂ）ｆｏ－ＴＨＤ图２．１４两种调制策略的ＴＨＤ比较Ｆｉｇ．２?１４ＴＨＤｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｔｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ２．５本章小结本章以ＮＰＣ三电平逆变器为研究对象，在阐述了其拓扑结构和工作原理的基础上，分别从扇区和区域的划分、电压矢量的选择优化、电压矢量作用时间计算以及作用顺序的确定四个方面对传统ＳＶＰＷＭ和虚拟ＳＶＰＷＭ两种调制策略进行了深入的讨论与分析，西安理工大学硕士学位论文由两者电压矢量顺序作用比较可以看出，后者的开关损耗要略大于前者。分别给出了两种调制策略下输出线电压和相电流的仿真和实验波形，由波形对比可以看出，实验结果和仿真一致，并对两种调制策略下输出线电压波形的ＴＨＤ进行了比较分析，由对比结果可知，虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略的谐波性能要略逊于传统七段对称式ＳＶＰＷＭ调制策略。２４第３章中点电位平衡问题研究３中点电位平衡问题研究中点电位不平衡问题是ＮＰＣ三电平逆变器固有的问题。本章主要从空间电压矢量和中点电流影响两个方面深入研究了中点电位不平衡原因以及不平衡所带来的危害，着重研究了两种ＳＶＰＷＭ调制方法对中点电位不平衡的抑制效果，给出了相关的实验验证以及对比分析。３．１中点电位不平衡原因及其危害下面结合具体的电路结构和开关状态来分析中点电位的平衡问题。由２．２节可知，三电平逆变器２７个空间电压矢量分为四类：零矢量、小矢量、中矢量和大矢量。虽然不同状态下所连接负载的形式各不相同，但是其连接的具体情况可以归类为如图３．１所示的五种负载连接。四类不同空间电压矢量的五组开关状态对中点电压偏移的影响，分别以零矢量Ｖｏ｜ｐ，Ｐ型小矢量％，Ｐ和Ｎ型小矢量％，Ⅳ，中矢量所２，大矢量所（其对应开关状态分别为［ＰＰＰＩ，【ＰＯＯ】，【ＯＮＮ］，【ＰＯＮ］，【ＰＮＮ］）为例，画出了三电平逆变器电路拓扑和电流回路伽１［２ｐｚ７｜ｔ分析不同开关状态时中点电流及中点电位的情况。图中ｆⅣ尸为中点电流，定义中点电流流出方向为正；‰为中点电位。＋宁ＣＩＦ１Ｌ叫宁ｃ：（ａ）零矢量＋７｛占ｄＥ［Ｐｏｏｌ，Ｕ＿ⅣＰ升高（ｂ）Ｐ型小矢量［ＰＰＰＩ，ＵＮｐ￥受影响Ｊ［ＯＮＮ！，Ｕ＿Ⅳ，降低（Ｃ）Ｎ型小矢量ｃ，一［ＰＯＮ］，ＵⅣＰ变化朱知‘ｄ）中矢量［ＰＰＰＩ．Ｕ｜Ⅳ刀ｉ受影响（ｃ）大矢量图３．１开关状态对中点电位偏移的影响Ｆｉｇ．３－ｌＳｗｉｔｃｈｉｎｇｓｔａｔｅｏｆｔｈｅｎｅｕｔｒａｌ－ｐｏｉｎｔｐｏｔｅｎｔｉａｌｏｆｆｓｅｔ图３．１（ａ）给出了逆变器工作在零矢量丌关状态为［ＰＰＰ］时的拓扑结构图。此时，逆变器Ａ、Ｂ和Ｃ三相输出端连接到正直流母线上，每相桥臂上方的两个开关管导通。由于此状态下中性点Ｎ悬空，所以这个开关状态并不会影响中点电位，流经中点的电流粕户Ｏ。同样地，其它两个零开关状态［ｏｏｏ］和［ＮＮＮ］也不会造成中点电位的不平衡。小矢量对中点电位是有影响的，但是对于中点电位的影响结果却不同。图３一ｌ（ｂ）为逆变器运行于Ｐ型小矢量，开关状态为［ＰＯＯ］时的拓扑结构，三相负载连接在正直流母线和中点Ｎ之间，中点电流枷＝如＋如＝．ｉａ（ｉｏ，ｉｂ，ｉｃ分别为流经三相负载的相电流）。此时，直流侧上方电容ＣＩ放电，下侧电容Ｃ２充电，这样就将造成以，上升，Ｕｃ２下降，使得中点电位ＵＮｅ增加。反之，图３．１（ｃ）为Ｎ型小矢量开关状态［ＯＮＮ］时的拓扑结构，三相负载连接在负直流母线和中点Ｏ之间，中点电流枷＝厶，直流侧上侧电容Ｃｌ充电，下侧电容Ｃ２放电，造成以，下降，Ｕｃ２上升，使得中点电位Ｕｒｎ，减少。显然小矢量％，Ｊｐ和％，ＪⅣ（一对冗余小矢量）输出的电压值是～样的，然而对中点电位ＵＮｐ的抑制效果却是相反的。表３．１中给出了各个小开关矢量对应的中点电流与相电流对应关系。中矢量也同样会对中点电位造成影响。图３．１（ｄ）为工作于开关状态［ＰＯＮ］时的拓扑结构，此时，三相负载Ａ、Ｂ和Ｃ分别连接到正母线、中点和负母线上，中点电流枷＝如，在这种情况下中点电位的变化是不定的，当ｉｖ＞０时，电容Ｃｌ充电，电容Ｃ２放电，以，上升，Ｕｃ２下降，中点电位‰增加：当ｉｂ＜０时，电容Ｃｌ放电，电容Ｃ２充电，以，下降，Ｕｃ２上升，‰减少。对于其它中矢量对应的中点电流与相电流关系参见表３一ｌ。图３―１（ｅ）所示为逆变器工作于大矢量乃，其开关状态为［ＰＮＮ】，负载端连接在Ｊ下负直流母线之间，此时中点Ｎ悬空，电容中点上没有电流通过，即枷＝Ｄ，不会影响中点电压，同样地，其它大矢量也不会造成中点电位的偏移。表３．Ｉ中小矢量作川时中点电流表Ｔａｂ．３．１Ｔａｂｌｅｏｆｎｅｔｕｒａｌ．ｐｏｉｎｔｃｕｒｒｅｎｔｓｏｆｍｅｄｉｕｍａｎｄｓｈｏｒｔｖｅｃｔｏｒｓ垩型：签壁叠ＶｏｔｅＶｏｚｐＶｏａｐＶｏ，ｅＶｏｓｐＶ０６ｐ．ｉｏｉｃ．ｉｂｉｏ垒尘签堡立Ｖ０ｍＶ０２ＮＶ０３ＮＩ：０４ＮＶｏｗｓＶ０６Ｎｉｏ―ｉｃｉ。ｂ主筌篁叠ｙ１２Ｖ２３ｉ’ｂｉｄ乃一ｙ４ｓｙ５６Ｖ６１厶ｂｉ口ｉ‘ｃ―ｉ’ｏ．ｉｃｉｈｉｃ?“对上面分析可以总结为：（１）零矢量和大矢量作用下没有流经直流侧上下电容中点的电流，即渊，因此对中（２）小矢量中每对冗余矢量流经中点电流是相反的，一般按其与中点电流枷所定义方点电位没有影响：向的异同分为Ｐ型（正）小矢量和Ｎ型（负）小矢量，正小矢量会使得ＵＮＰ增加，负小矢量会导致ｌｉｎｅ减少；（３）中矢量不存在相对的冗余矢量，有一相负载电流流经中点，所以会对中点电位造２６第３章中点电位平衡问题研究成影响。因此只有中矢量和小矢量会影响会中点电位。中点电位所引起的不平衡主要有中点电位的波动和中点电位的偏移汹哪！。现有文献表明，中点电位的上下波动与逆变器的所采用的调制策略以及工况有关，空间矢量调制将会使得中点电位产生３倍于基波输出频率的交流波动。在给定直流侧上下电容电压条件下，中点电位的波动会随着输出电压和电流的增加以及功率因数的降低而波动幅度增大。然而，逆变器稳定运行情况下，直流侧上下电容以及所使用功率器件参数的不一致将会造成中点电位比较缓慢但较长时间持续的偏移。这种持续的偏移会使得直流侧上下电容电压分布不均，造成输出电压波形严重畸变，甚至会蜕变为两电平波形。如果这种偏移一直累积，将会使得一侧电容电压过高，这样将会导致直流侧上下电容以及功率器件的损坏。因此，相对于中点电位波动而言，中点电位偏移对系统造成了更大的危害。因此，为了保证ＮＰＣ三电平逆变器能够稳定运行，必须有效的抑制中点电位偏移。３．２中点电位平衡控制策略针对三电平逆变器中点电位平衡问题，国内外许多学者作了不少分析与研究，提出和改进了多种控制方法，我们将这些方法大体分为两大类，即硬件方法和软件方法。（１）基于硬件电路的中点电位控制方法硬件方法是通过硬件来实现中点电位平衡控制的方案［１２ｌ。从电路结构上考虑，主要思想就是通过在三电平逆变器前级加入一种辅助平衡电路，通过对辅助平衡电路控制来实现中点电位的平衡。这种方案的优点在于可以实现独立控制并且无需考虑后级逆变电路的工况，使中性点电流不经过电容而直接流入逆变器。然而，此种方案需要增加额外的开关器件以及所需的驱动电路，又考虑到三电平逆变器一般都应用于高压大功率场合，这样无疑增加了整个系统控制的复杂性和成本，也使得系统的功率损耗相应的增加。鉴于硬件控制方案所存在的这些缺陷，在现有的大功率设备中并没有得到广泛的应用，且对其研究也很较少。所以，现有研究更多的是通过软件方法来改善中点电位不平衡。（２）基于软件方案的中点电位控制方法其基本思想是：由于在零矢量和大矢量开关状态下中点处没有电流流过，对中点电位没有影响，而在中矢量和小矢量开关状态下中点处都会有电流流过，所以就会产生中点电位的不平衡。然而，每对冗余小矢量分别对应两种开关状态（正小矢量和负小矢量），并且由３．１节可知，对于中点电位的不平衡，这两种开关状态的抑制效果正好相反。因此，合理分配Ｊ下负小矢量作用时间，能够有效的改善中点电位的不平衡。目前ＳＶＰＷＭ调制法下控制中点电位的方法“钉啪删有：（ａ）开环控制：通过在一个开关周期瓦内交替使用正、负小矢量，并保证平均分配两种小矢最的作用时间来达到对中点电位以平均值为零上下波动的目的，实现中点电位平衡控制。这种方法虽然无需检测中点电位和输出侧电流，实现简单。然而由于无法补偿中矢量对中点电位的影响，因此，在调制度ｍ较大时，并不能有效的抑制中点电位的偏移。（ｂ）滞环控制：此方法除了需要在每个开关周期瓦中平均分配正、负两个小矢量的作２７用时间来保证中点电位平衡，还需检测直流侧上下电容电压大小，然后根据中点电位的偏离方向合理安排正负小矢量ＰＷＭ脉冲的作用时间，使中点电位朝反方向移动，达到最终平衡的目的。这种方法虽然具有控制思路清晰，鲁棒性强等特点，然而中矢量的不可控性仍然使得此种方法并不能在全线性调制度范围内实现对中点电位的平衡有效改善，中点电位依然存在波动且含有高频分量。（ｃ）虚拟空间矢量控制：针对传统ＳＶＰＷＭ调制方法下，当调制度ｍ较大时，由于中矢量作用下中点电位的不可控性，使得中点电位存在不能平衡区域，采用虚拟空间矢量控制。其核心思想是：虚拟中矢量为邻近小矢量和原中矢量的线性组合，满足一个开关周期瓦内ｉＮＰ＝ｉａ＋ｉｂ＋ｉ。＝０，即虚拟中矢量作用时，总体上中点平均电流不受影响，不会对中点电位不平衡造成影响，改善了传统中矢量产生中点电压偏移，能够有效的抑制在全线性调制度范围下中点电位的偏移问题。３．２．１传统ＳＶＰＷＭ调制下中点电位平衡控制策略在传统ＳＶＰＷＭ调制方法下，采用丌环控制方法对中点电位进行控制。与前述所分区域不同，这里将每个扇区进行六区域的细分，这样可以在一定程度上改善中点电位偏移。扇区Ｉ下的六区域矢量图如图３．２所示。?Ｈ（ＮＮＮ）ｖ．＂ＩＰＯＯ）．ＩＫ（ＯＮＮ）ｖＩｌＰＮＮＪ图３－２扇区Ｉ的六区域矢量图Ｆｉｇ．３―２ＳｉｘａｒｅａｓｖｅｃｔｏｒｍａｐｉｎｓｅｃｔｏｒＩ当参考矢量位于Ａｌ或Ａ２区域时，都选择最近三矢量％、％，和Ｉ＂０２合成，但％，和％２分别是两个小矢量，有两种开关状态，对于它们的选择将会直接影响中点电位的不平衡。比如在Ａｌ区域时，由于小矢量乃口比‰更接近参考电压矢量％因此选取Ｖｏｌ的两种矢量来合成参考电压矢量，矢量选择顺序为：％，尸％Ｄ．％种％，胪‰胪％０一Ｖｏｌｅ，在Ａ２Ｖ０２ｐ，也就是选择靠近％的正小矢量为首发小矢量。同样地，当％位于Ｂｌ或Ｂ２区域时，与上述情况类似。因此在一个采样周区域，矢量选择为：Ｖｏｅｒ－ｖｏ，Ｐ％矿％２扩％矿Ｉｉｏ，ｅ期兀中，将使作用时问较长的正负小矢量成对出现。这样，由正负小矢量所引起的中点电位的影响便相互消除，只留下作用时间较短的小矢量及中矢量所引起的中点电位的不平衡，能够有效的改善了在调制度ｍ较低时的不平衡因素。表３―２为第１扇区内区域Ｂｌ时的７段开关作用顺序，其他区域依此类推，这里不再详述。第３章申点电位平衡问题研究表３－２％位于第１闫区内区域ＢＩ时的７段开关顺序Ｔａｂ．３．２Ｓｅｖｅｎｓｅｇｍｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇｓｅｑｕｅｎｃｅｗｈｅｎ％，ｒｉｓｌｏｃａｔｅｄｉｎｓｅｃｔｏｒＩａｎｄｒｅｇｉｏｎＢ１６７段ｌ２３４５３．２．２虚拟ＳＶＰＷＭ调制下中点电位平衡控制策略由２．３节可知，虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略可以解决中点电位不平衡问题。以对中点电位进行完全控制为目的，设计虚拟矢量的原则是在一个开关周期内瓦中控制流经中点的平均电流为零，使得在每个控制周期中直流侧上下电容之间电压的变化为零，对中点电位没有影响。对传统ＳＶＰＷＭ调制方法下的最近三矢量合成方法进行改进，采用基于虚拟空间矢量的最近三虚拟矢量合成方法阳。３钉，理论上能够对中点电压进行完全控制。虚拟空间矢量方法的基本思想是将中矢量的一部分分解为邻近的小矢量，保留原中矢量的一部分，这样不仅减少了中矢量对中点电压的不确定影响，也增强了小矢量对中矢量的补偿作用。由３．１节可知：大矢量和零矢量不影响中点电压，因此虚拟空间矢量下大矢量和零矢量与传统ＳＶＰＷＭ调制下的大矢量和零矢量相同。中矢量和小矢量会影响中点电压，为了解决中点电位不平衡问题，虚拟空间矢量下中矢量和小矢量线性合成如下：（１）虚拟中矢量以中矢量巧２为例，其对应的中点电流为ｆ６，正常工作下中点电位偏移不为零，这将会使得中点电位不平衡。然而，一般情况下采样周期瓦很短，可以认为在一个采样周期内各相电流输出是一个恒定值。如果在瓦时间内加入小矢量Ｖｏｍ和‰“其分别对应的中点电流是屯和曲，并且这三个矢量作用时间是相同的，就能够有效的抑制中点电位的不平衡。设虚拟中矢量为：Ｋ＂ｌ＝必（ＶｏＪⅣ＋Ｋ２＋Ｖ０２尸）虚拟中矢量ＶｖＭＩ作用时，中点电流：（３．１２）ｋ＝必（ｉｏ＋‘＋ｔ）（３．１３）在三相负载平衡的条件下，满足ｉａ＋ｉｂ＋ｉｃ＝Ｏ，ＢＯｉＮｐ＝Ｏ。因为在一个采样周期瓦内，所流经的平均中点电流为零，即中点电位的偏移为零。也就是说虚拟中矢量ＶＶＭＩ作用时，总体上中点电位不会受到太大影响，能够有效的改善传统ＳＶＰＷＭ调制策略下由中矢量所引起的中点电位偏移问题。（２）虚拟小矢量小矢量影响中点电位的平衡，然而每个小矢量又有Ｊ下小矢量和负小矢量之分，并且对中点电位的抑制效果刚好相反，所以可以灵活地分配证、负小矢量的作用时问来进行中点电位的平衡控制。小矢量％，户和％，～是位于同一位置的一对正负小矢量，对应的中点电流２９分别是一屯和‘，将ＶｏｌＰ和ＶｏｌＮ进行线性组合，使两者的作用时间相同，组合出一个虚拟小矢量，设虚拟小矢量为：‰＝％％，ｐ＋％２９０．Ⅳ（３．１４）当虚拟小矢量Ｖｖ。ｌ作用时，中点电流：靠＝必（乞）＋必（一ｉｏ）（３．１５）同理，在三相负载平衡的条件下，满足屯＋（．Ｕ＝０，耳ＰｉＮｐ＝Ｏ。平均中点电流为零，则中点电位的偏移为零。３．３两种调制策略下中点电位的实验结果分析为验证两种调制策略下中点电位平衡控制效果，在搭建的ＮＰＣ－一－－电平逆变器开发平台上进行了相关实验验证，实验参数如表２一ｌｏＮ示。图３―３（ａ）、（ｂ）和（ｃ）为在线性调制度范围内，当调制度分别为ｍ＝０．４、ｍ＝０．６和ｍ＝０．８时，两种调制策略下中点电位波形（ｆ，＝２ｋＨｚ，ｆｏ＝５０Ｈｚ）。由图３．３可以看出，中点电位的不平衡度随着调制度ｍ的增加而变大，当调制度较小（ｍ＝０．４）时两种策略下的中点电位基本一致，然而随着调制度ｍ的增大（朋＝０．６、ｍ＝０．８），由实验波形对比可以看出，采用传统ＳＶＰＷＭ调制策略已经不能够很好的控制中点电位的不平衡，而采用虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略能够有效的抑制中点电位偏移。（图中标注的黑色虚线为测量基准线，ＡＶ为上下电容电压之差的相对值）。ＴＢｋ儿●ＳｔｏｐＭＰ帜０，０００ｓＴｅｋ－ｒＬ●ＳｔｏｐＭＰｏｓ：０．０００ｓ７‘●。。●ｚ竺竺竺竺丝！！竺：竺ｉ卢线电压％１００Ｖ／格４ＡＶ．：２６Ｖ，上电容电压虬ｌｚｏｏｖ／格ＡＶ．＝１９Ｖ、０上电容电压ＵｃＩ’１００Ｖ／格ｉ下电容电压虬２１００Ｖ／格，卞电容电压以，ｌｏｏｖ／Ｉ各卜一一一弋囊涯虿一一一一一ｔ弋基准线Ｃ∥““’０４２１００＇ＶＭＳ仉ＯｍＩＣＨ２，ｆ“：１：、∥’ＣＨ２１００ＶＭ５０。０ｒｍＣＨ２／ＯＢ●，１００Ｖ１１－Ｆｅｂ－１２１０：．４０＜１０ＨｚＣＨ３◆１０９Ｖ１１－Ｆｅｂ－１２１生２３＜１０ＨｚＴｅＫ几Ｍ●ｓ’０ｐ＋ＭＰ。譬啪（ａ）ｍ＝０．４．，１．ｅｋ几●ｓ’叩●Ｐ帏撇｛卢线电压％１００Ｖ／格：…卢线电压％１００Ｖ／格；ＡＶ。＝２３Ｖ～，土电容电压ＵＩ～ｌＯＯＶ／格下电容电ｊ－匪ｑ２ｚｏｏｖ／格卜一一一弋暴痖。ｉ一一一一一?ｆ一∥”…ｃ｜位１００ＶＭ５０－０ｍ５ＣＨ２／。一一一一飞Ｅ聂一一一一一＿Ｌ’…一．’Ｃ心１∞、，ＭＳｎ０眦ｒ２Ｈ２．，ＣＨ３４，１００＇ｒ１１―Ｆ曲一１２１：垒４１１ｔ一０ＨｚＣＨ３◆１００Ｖ１１―ｆ曲一１２１晚３６＜１０１－１ｚ（ｂ）ｍ＝Ｏ．６３０第３章中点电位平衡问题研究Ｔｅｋ●Ｓｔｏｐ’’ＪＬＭＰｏｓ：Ｏ．０００ｓ＋．．卢线电压％１００ｖ／格｛上电容电压Ｕ，。ＩＯＯＶ／格。‘．芦线电压％ＩＯＯＶ／格譬“ＡＶ．＝６７ＶＡＶＩ＝２４Ｖ◆ｙ上电容电压ｕ，．１００Ｖ／格一，ｔ：＼３一…弋五磊牙一一一一一一（ｃ）ｍ＝Ｏ．８ＳＶＰＷＭ；ｒｉｇｈｓｉｄｅ：ＶｉｒｔｕａｌＳＶＰＷＭ）下电容ｌ乜压也２ｚｏｏｖ／格’一一一一弋五藩牙一一一一一一ＣⅢ１ｎｌＩ、，ＣＨ２１００ＶＭＳＯ．ＯｍｓＣＨ２／ＣＨ３＋１００Ｖ１１一Ｆｅｂ－１２１３：３３＜１０Ｈｚ图３．３两种调制策略下的中点电位波形（左侧：传统ＳＶＰＷＭ；右侧：虚拟ＳＶＰＷＭ）Ｆｉｇ．３―３Ｔｈｅｎｅｕｔｒａｌ－ｐｏｉｎｔｐｏｔｅｎｔｉａｌｗａｖｅｆｏｒｍｓｕｎｄｅｒｔｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ（Ｌｅｆｔｓｉｄｅ：ｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ定义中点电位平衡度为：ｒｉｐｆ（％）：咚掣枷ｏ％：掣郴ｏ％ｕｄｃＵｄｃ（３．１６）表３．３给出了当调制度ｍ＝Ｏ．４、ｍ＝Ｏ．６和ｍ＝Ｏ．８时，两种调制策略下直流母线上下电容电压的相对值及中点电位平衡度的比较，由表中数据分析可知，虚拟ＳＶＰＷＭ调制方法下两个电容压差的相对值及中点电位平衡度都要小于传统ＳＶＰＷＭ调制方法。由文献【２４１可知，将中点电位平衡度ｎｐｆ＜５％作为不补偿的区域。从表３．３可以看出，在线性调制度范围内，虚拟ＳＶＰＷＭ调制方法下中点电位平衡度ｎｐｆ都小于５％，进一步证明了该调制策略能够有效的改善中点电位平衡度，使得中点电位的偏移得到了很好的抑制。表３－３不同调制度时两种调制策略下中点电位的比较１＇ａｂ．中点电位偏移罐调制度ｍ中点电位平衡度ｎｐｆｌ％）厶坎Ｖ）传统ＳＶＰＷＭ２６虚拟ＳＶＰＷＭ传统ＳＶＰＷＭ５．０虚拟ＳＶＰＷＭ３．６０．４１９Ｏ．６４５２３８．６４．４０．８６７２４１２．９４．６在线性调制度范围内，基于虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略的平衡控制方法虽然能够有效的控制中点电位的平衡，但是由２．４节可知其输出线电压谐波含量要大于传统ＳＶＰＷＭ调制策略下的线电压谐波含量，并且由图２．８虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略下输出电压矢量作用时问序列可以看出，Ｂ相始终为双极性调制，增加了器件的开关损耗。因此，可以得出这样一个结论：虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略下中点电位偏移的有效控制是以较高的谐波含量和开关损耗为代价的，因此在工程化方面这也将是值得进一步研究的问题。３．４本章小结从空间电压矢量以及中点电流影响角度深入研究分析了中点电位不平衡问题，详细介绍了两种ＳＶＰＷＭ调制策略对中点电位不平衡的有效抑制，并给出了不同调制度下的中点电位平衡波形，对两种调制策略下的中点电位进行了总结及对比分析。实验结果表明，采用虚拟ＳＶＰＷＭ调制策略能够有效的改善中点电位平衡度，对抑制中点电位的偏移起到了很好的作用。３２第４章过调制策略和偶次谐波消除问题的研究４过调制策略和偶次谐波消除问题的研究本章第一部分在传统ＳＶＰＷＭ调制算法的基础上研究了一种双模式过调制策略，该策略能够将线性调制区和系统最大可ｚ月．匕ｌ－．输出（六阶梯波）进行平滑衔接，使得系统的调制范围由线性调制区的最大范围（ＳＰＷＭ：０．７８．５％；ＳＶＰＷＭ：０．９０．７％）扩展－Ｎ０．１００％，电压输出至少提高９．３％，提高了直流母线电压利用率，在搭建的ＮＰＣ三电平逆变器开发平台上进行了实验验证。第二部分针对三电平逆变器在传统ＳＶＰＷＭ调制下输出线电压中含有的偶次谐波问题，采用了一种Ａ型和Ｂ型开关顺序交替使用的方法来消除偶次谐波，给出了仿真波形。４．１过调制策略图４．１给出了六阶梯模式电压波形图。由波形图可以看出，每一相（ＵＡｏ，ＵＢｏ，Ｕｃｏ）的最大输出是占空比为５０％的方波，并且三相之间相位互差１２０度，因此其基波线电压最大可能输出如图４．１（ＵＡｓ）所示。图４．１中Ｏ为母线中点电位，Ｎ为无中线三相平衡负载星型中点电位。三相对称无中线星型负载相电压（∽Ｄ为６阶梯波（六阶梯模式即来源于此），这种电压模式的得到也正是当参考电压矢量Ｖｒｅｆ仅仅取空间矢量图六边形的六个顶点时所对应大矢量时的输出电压模式，因此得到这样一个结论：以１／６线电压周期为问隔依次取六边形六个顶点所对应的大矢量为参考电压矢量时，系统达到最大可能输出。￡ＩＩＩｌＩｌＩＩ１ＩＩ啪一啪～诎小一啪蚴一划啪叱Ｃｌ一以ｏｌ图４．１六阶梯模式电压波形Ｆｉｇ．４―１Ｖｏｌｔａｇｅｗａｖｅｆｏｒｍｓｉｎｓｉｘ－ｓｔｅｐｍｏｄｅ－首先过调制下调制度肘定义为：Ｍ：ｊＬ２％／／ｌ＂（４．１）式（４．１）中：Ｉ％Ｉ为参考电压矢量幅值，２Ｕｄ／ｒｒ为六阶梯波电压幅值。由于六阶梯波是最大可能输出，因此０刘逛１。首先回顾一下传统线性调制度下的三电平ＳＶＰＷＭ，在线性调制区内（Ｍ＜Ｏ．９０７），参考电压矢量％厂的合成满足伏秒平衡原理。当Ｍ＝Ｏ．９０７时，％，－的轨迹是空间矢量图六边形的内切圆，也是线性调制下所能达到的最大范围。然而随着调制度Ｍ的继续增大，当Ｍ＞Ｏ．９０７时，％，．就会在特定部分超出矢量图六边形的边界，使得在一个开关周期瓦内，空间矢量图中不存在任何矢量的组合可以在瓦时间内对％厂进行合成，这样实际输出电压幅值将会变小并且输出波形将发生畸变。此时输出波形的畸变不可避免，但是其基波幅值却可以用过调制技术来得到补偿‘驯¨。当然，补偿的最大限度是六阶梯波的基波幅值２忱咖，这样经过过调制策略补偿的输出基波电压就能准确的跟踪参考电压。因此，三电平ＳＶＰＷＭ过调制策略的关键就是找到恰当的电压矢量修正算法以及调制度Ｍ与幅值修正量和相位修正量之间对应的关系，使得线性调制区和系统最大可能输出（六阶梯波）进行平滑衔接。以下为三电平ＳＶＰＷＭ的双模式过调制策略：４．１．１双模式过调制策略（１）过调制策略Ｉ（Ｏ．９０７＜Ｍ＜０．９５３５）图４―２过调制Ｉ下第１扇区时空间电压矢量分配图Ｆｉｇ．４－２ＳｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｍａｐｏｆｔｈｅｆｉｒｓｔｓｅｃｔｏｒｉｎｏｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＩ如图４－２所示，在每个扇区内都有两个典型的区域：Ｑ和Ｒ。首先，在区域Ｑ中，由于实际参考矢量％，．已经超出了六边形边界，在一个开关周期瓦内，矢量图不存在任何基本矢量组合可以在瓦时间内对％厂进行合成，导致在此部分实际输出电压发生衰减。其次，在区域尺中，参考矢量％厂与六边形边界之间有一段距离，有足够的区域使得存在基本矢量组合可以在瓦时间内对％厂进行合成。因此，可以考虑将尺部分扇区的参考矢量幅值增大，在一个线电压周期中用Ｒ扇区部分增大的电压幅值去抵消Ｑ部分所造成的电压损失。当调制度介于０．９０７和０．９５３５时，称为过调制模式ｉ１３ｒ－黯１．图４．２中，粗虚线部分表示实际参考电压矢量％厂在过调制模式Ｉ下的实际轨迹，此时％，．的轨迹超出了六边形边界，为了补偿过调制时的输出电压损失，对％，．的幅值和相位进行了合适的修正，修正后第４章过调制策略和偶次谐波消除问题的研究的参考电压矢量％沿着轨迹ＬＭＮＰ运行，如图４－２中粗黑线所示。首先，在Ｒ部分，％沿着圆形轨迹ＬＭ运行，然后，在Ｑ部分沿着六边形上ＭＮ直线轨迹运行，最后再沿着圆形轨迹ＮＰ运行。因此，最后％的旋转轨迹为ＬＭ段圆弧，ＭＮ段六边形的边，ＮＰ段圆弧。０ｊ为％与六边形的夹角，由文献【３７】可知，角度０１可由下式得到：ｑ＝詈一ｓ一（一２，√ｒ３Ｍ）以及六边形直线ＭＮ部分时作用时间的计算。＠２，由式（４．２）可以看出，对于任意一个给定的调制度Ｍ，角度日，都是唯一的，因此没有必要在每个开关周期都计算角度ｐ，，以下为修正后参考矢量吃分别位于圆弧ＬＭ和ＮＰ部分１）直线ＭＮ部分（臼，夕９以．０１）在直线ＭＮ部分，每个开关周期内，两个电压矢量将被选择。在三角形Ｃ中，电压矢量Ｖｌ和Ｖ１２将被选择来合成参考矢量。在三角形Ｄ中，电压矢量Ｖ１２和Ｖ２将被选择来合成参考矢量。在三角形Ｃ和Ｄ中的作用时间计算如下：当０＜＿３００时，吃位于三角形ｃ区域，作用时间死和瓦由下式确定：肛ｃ。（历一ｔａｎ０）／（压＋ｔａｎ０）【瓦＝７二一瓦（４．３）当０＞３００时，吃位于三角形Ｄ区域，作用时间死和瓦由下式确定：肛２々（压－３ｔａｎ０）／（压＋ｔａｎ０）【乙＝瓦一瓦（４．４）２）圆弧ＬＭ和ＮＰ部分（Ｄ夕＜口，和ｒｄ３一Ｏｔ＜Ｏ＜＿ｘ／３）在圆弧部分，一个线电压周期中需要用圆弧尺扇区部分增大的电压幅值去补偿过调制时Ｑ部分所造成的电压损失。为了补偿９部分的作用时间，引入了补偿系数Ａ。补偿系数九被定义为在满足伏秒平衡原理基础上，电压实际损失与最大损失之比。在线性调制区内，最大调制系数为０．９０７。在过调制区内，对于任意一个调制度Ｍ，实际损失的是（Ｍ．０．９０７）。而对于在过调制Ｉ（０．９０７＜Ｍ＿＜Ｏ．９５３５）时，最大损失为（０．９５３５．０．９０７）。因此定义如下：当Ｏ．９０７＜Ｍ＿＜０．９５３５时，补偿系数Ａ取值范围为【Ｏ，ｌ】。由式（４．５）可以看出，对于任意一个给定的调制度Ｍ，补偿系数Ａ都是一个固定值。因此，不必在每个调制周期中计算九的值。圆弧ＬＭ和ＮＰ部分作用时间分别如式（４．６）和（４．７）所示：／Ｌ＝一＝一元：！丝二Ｑ：！ＱＺ！：―（Ｍ－０―．９０７）（Ｏ．９５３５―０．９０７）０．０４６５（４．５）Ｉ叶．）－ＩＴｂｍ＝瓦－Ｉ－ｏ．５ｘｒｏ｛乙＝瓦＋ｏ．５九瓦【乙＝瓦一‰一乙（４．６）Ｉ乙＝瓦＋ｏ．５Ａ瓦｛乙＝乏＋ｏ．５ｘｒ．【‰＝Ｉ一乙一乙（４．７）式中：死、乃和瓦为线性调制区（脚如７）时的作用时间，Ｉ（０．９０７＜Ｍ＿＜Ｏ．９５３５）时修正后的作用时间，九为补偿系数。（２）过调制策略Ⅱ（０．９５３５＜Ｍ＜１）Ｖ，（ＰＰＩ吣‰、死埘和‰为过调制图４―３过调制ＩＩ下第１扇区时空间电压欠量分配图Ｆｉｇ．４－３ＳｐａｃｅｖｏｌｔａｇｅｖｅｃｔｏｒｍａｐｏｆｔｈｅｆｉｒｓｔｓｅｃｔｏｒｉｎｏｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＩＩ随着调制度的增加，留给月部分用于补偿Ｑ部分电压损失的余量越来越小。当余量等于零时，用过调制策略Ｉ已不可能再补偿Ｑ部分的电压损失，此时实际参考电压矢量％肭运行轨迹是六边形的边界。当调制度超过０．９５３５时，称为过调制模式ＩＩ［３７－３，８］。图４．３中，％，超出大六边形，整个运行轨迹都在六边形外部。输出电压的衰减已经不能够由线性区补偿，即在Ｒ区域不存在任何基本矢量组合可以在一个开关周期瓦时间内对Ｖｒｅｆ进行合成，更不可能补偿由Ｑ区域所带来的电压损失。因此，补偿的手段是对参考电压矢量的幅值和相位进行合适的修正，以获得恰当的补偿量。修正后的参考电压矢量吃如图４．３所示，圆弧部分轨迹消失，吃沿着直线轨迹ＬＭ、ＰＱ、ｓＬ运行，如图４．３中粗黑线所示。引入了保持角＆，通常仍是通过查表方式获得的一个非线性函数，由文献［３７］ｎ－Ｉ知，仍是一个有关Ｍ的函数方程：０２＝１０．５（１．０５－１／Ｍ）ＳＬ部分作用时问计算如下：（４．８）由式（４．８）可以看出，对于任意一个给定的调制度Ｍ，仍都是一个固定值。直线ＬＭ、ＰＱ、１）直线ＰＱ部分（０２ｓｏ纠３－０２）：当修正后的参考电压矢量％相位角大于仍并且小于们．０２时，吃沿着直线ＰＱ运行，对于直线轨迹，作用时间的计算与过调制Ｉ时的直线部分类似，计算公式如式（４．３）和（４．４）。２）直线ＬＭ和ｓＬ部分（０５０＜０２和扔．以＜ｐ９以）：当修正后参考电压矢量吃的相位角小于０２（ｏ＿＜０＜０２）时，％的相位一直保持在ｏｏ，实际参考电压矢量位于ＬＭ直线上。当吃的相位角大于棚．仍并且小于ｒｏ／３（ｒＪ３．以＜呦）时，屹的相位一直保持在ｒｄ３上，即参考电压矢量位于ＳＬ直线上。作用时间的计算如下：第４章过调制策略和偶次谐波消除问题的研究Ｉ瓦＝ｏ，瓦＝Ｉ，瓦＝００≤０＜０２【瓦＝Ｃ，瓦＝ｏ，瓦＝０７ｒ／３一吼＜ｐ≤７ｒ／３４．１．２双模式过调制策略流程框图（４．９）图４－４双模式过调制策略流程框图Ｆｉｇ．４．４Ｆｌｏｗｃｈａｒｔｏｆｔｗｏ―ｍｏｄｅｏｖｃｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙ３７４．１．３实验验证为了验证双模式过调制策略的可行性和有效性，在搭建的ＮＰＣ三电平逆变器开发平台上进行了相关实验验证，实验参数如表２．１０所示。图４．５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）分别线性调制度（Ｍ＝Ｏ．６）、过调制Ｉ（Ｍ＝０．９３）、过调￥１Ｊｌｌ（Ｍ＝０．９８）以及最大调制度（Ｍ＝１．Ｏ）下，输出频率为５０Ｉ－Ｉｚ时，输出线电压％６和相电流‘的实验波形；由线电压Ｕａｂ和相电流屯波形可以看出，随着调制度的增大其输出电压逐渐趋向方波，直到最大调制度（Ｍ＝１．０）下，系统输出电压为最大可能输出（六阶梯波）。过调制方法使逆变器输出电压产生失真，导致输出电流失真，输出电流增大，并且在进入过调制时电流波形脉动变大。Ｔｅｋ儿●ＳｔｏｐＭＤｏｇ０．０００５Ｔｅｋ几●ＳｔｏｐＭＰｏｓ：０．０００ｓ０Ｈ１■）０ＶＣ１－１２２．００ＡＭ１０Ｊ）ｍｓＣＨｌ～ＩＩｊＶＣＨ２２．００ＡＭ１０．０ｍｓＣＨ２／！（ａ）Ｍ＝０．６１’ｅｋＪＬ●Ｓｔｏｐ（ｂ）Ｍ＝Ｏ．９３。ｋｋ―ｒＬｌ●ＳｔｏｐＭＤＯｓ：０，０００ｓＣＨ：翻乜ＶＣＨ２４，２．００ｋＭ１０，０１惜ＣＨ２／｛Ｉ；Ｈ１５０）’～ＣＨ２Ｓ．００ＡＭ１０Ｊ｝ｍｓＣＨ２／！（ｃ）Ｍ＝ｏ．９８（ｄ）Ｍ２Ｉ．０图４．５不同调制度时输出线电压和相电流波形Ｆｉｇ．４―５Ｔｈｅｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｏｕｔｐｕｔｌｉｎｅ―ｔｏ－ｌｉｎｅｖｏｌｔａｇｅａｎｄｐｈａｓｅｃｕｒｒｅｎｔｕｎｄｅｒｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ图４．５（ａ卜（ｄ）给出了不同调制度时输出线电压和相电流波形实验电流的ＦＦＴ分析，可以看出随着调制度的增大，输出电流的幅值在增大，但ＴＨＤ逐步升高。由线电压和相电流谐波分析可知，该双模式过调制策略能够提高逆变器输出电压和电流，使直流母线电压利用率达到最大，能够获得高转矩输出。然而这些优点的得到是以引入不可避免的高次谐波为代价的，因此在一般情况下应该限制调制比，只有在要求瞬时驱动能力增大的场合下才进入过调制状态，使系统具有良好的过渡调制特性。３８第４章过调制策略和偶次谐波消除问题的研究１ｂｋ¨１ｊ几，”‘圈Ｔｌｉｇ’ｄ’一：‘ｒＭＰｏｅ３８０．Ｏ，ｕｓ。ｈｋ几日Ｔｆｋｌ’ｄＴＨＤ－ＦＭＰｏ￡０舯帕６．２０臀。?；¨１．ＶＴｍ：“ｊ．ＪｆｌＣＨ２ＩＲＩ＇，４５８２置５ｍＡＴＨＯ－Ｒ６．１２＊谐波圃频率５０．０ＨｚｈＲＭＳ＂ｕｎｄ巾１００．０１ｌ０．０００２２１．８Ｖ－…一一一～一一～一一（ａ）Ｍ＝Ｏ．６日Ｔｒ＠＇ｄ一７；１ｖＩ．．．―．。．．．．．．．．Ｔｅｋ＿ｒＬＣＨ２ＩＲＭ￥ＭＰｏｌｌ０．０００１ｉｑ：一ＦＴＨＦ―Ｐ…日Ｔｒｉｇ’ｄＴＨ０一Ｆ１６８５ＡＴＨＤ―ＲＭＰｏｅ８．１３’矗８．０７薯ｎＯ∞‘：’｛ｉ、谐波衄１ｉＦｕｎｄ１∞．Ｏ■０．∞ｏ频率５０．０Ｈｚ憎轴１ｓ１．６７２Ａ■Ｆｕｎｄ１００．０■０．００＂巾审Ｉ－＿＿一Ｔｅｋ－ｔｊ？’，‘１‘１“。‘Ｊ＾？。Ｊ１１１７１ｏＩ（ｂ）Ｍ＝Ｏ．９３。ｋｋＢｍ．．―――．――．．―．．．――――．．――ＭｌＯ．０ＩｎｌＬＨｌ／』Ｌ日ＴｒｋＪ＇}