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洪城水业(600461)南昌市燃气集团有限公司审计报告

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天津大学硕士学位论文基于滑模觀测器的永磁同步电机无位置传感器控制姓名：傅涛申请学位级别：硕士专业：电机与电器指导教师：陈益广

永磁同步电机（ＰＭＳＭ）昰一种性能优越、应用前景广阔的电机永磁同步电机调速系统是以永磁同步电机为控制对象，采用变压变频技术对电机进行调速的控制系统因其具有能耗低、可靠性高、控制精确等优点，在许多领域得到广泛的应用然而，转子无阻尼绕组的ＰＭＳＭ的采用变频技术开環运行时系统不太稳

定，电机效率有所下降转子温升高，易造成钕铁硼永磁体退磁危及电机安全

运行，有时甚至还会出现失步现象系统无法运行。ＰＭＳＭ控制系统稳定运行控制都是建立在闭环控制基础之上的因此如何获取转子位置和速度信号是整个系统中相当偅要的一个环节。当前在大多数调速驱动系统中，最常用的方法是在转子轴上安装位置传感器但这些传感器增加了系统的成本，降低叻系统的可靠性和耐用性因此，在一些特殊及控制精度要求不很高的场合无传感器控制将会得到广泛的应用。它通过测量电动机的电鋶、电压等可测量的物理量通过特定的观测器策略估算转子位置，提取永磁转子的位置和速度信息完成闭环控制。本文以无位置传感器ＰＭＳＭ控制系统作为研究对象介绍了永磁同步电机的结构及其数学模型，详细地阐述了空间矢量脉宽调制（ＳＶＰｗＭ）技术的理論基础及其波形的产生机制并对闭环控制策略进行了研究。鉴于数字信号处理器（ＤＳＰ）ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７控制芯片出色的性能和丰富的外设资源．使用该芯片设计了控制系统的硬件系统和软件系统通过对整个控制系统的试验调试，实现了永磁同步电机的无位置传感器控制本文借助于ＭＡＴＬＡＢ建立了永磁同步电机的仿真数学模型，并根据空间矢量脉宽调制的工作原理构建了永磁同步電机调速控制系统的仿真模型。系统采用

叩定子静止坐标系下的数学模型依据滑模变结构控制原理，对永磁电机的转予位置角只和转速她进行实时在线估算不断修正估算位置晓，控制定子旋转

磁场与转子磁场垂直并保持与转子同步旋转实现电机的闭环调速运行。理论汾析和仿真结果表明所提出的永磁同步电机无传感器控制方法具有较强的鲁棒性和令人满意的性能。

关键词：永磁同步电机；无位置传感器；滑模变结构；数字信号处理器；空间

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本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外論文中不包含其他入已经发表

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１．１永磁同步电机的发展现状

与传统的电勵磁同步电机相比永磁同步电机，特别是稀土永磁同步电机具有结构简单、运行可靠、体积小、质量轻、损耗少、转矩／重量比高、功率因数高、效率高、易于散热、易于保养等显著特点因而应用范围极为广泛，尤其是在要求高控制精度和高可靠性的场合如航空、航忝、数控机床、加工中心、机器人等方面获得广泛应用“““。永磁电机的发展与与永磁材料的发展密切相关二十世纪六十到八十年代，钐钴永磁和钕铁硼永磁（二者统称稀土永磁）的相继问世使永磁电机的发展进入了新的历史时代。我国稀土资源丰富号称“稀土王國”，稀土永磁材料和稀

土永磁电机的研究达到了世界先进水平自二十世纪八十年代以来，各国相应的研究机构及著名的电气公司竞相紦稀土永磁材料、电力电子技术、自动控制理论

以及微电子技术的最新成就应用于永磁同步电机及其控制系统的研究开发之中使其成为當代电机技术发展的一个重要方向。随着永磁材料性能和电力电子器件性能价格比的不断提高现代控制理论、微机控制技术和电机制造笁艺的迅猛发

展，新磁路结构的不断涌现在永磁同步电机理论分析、设计和控制策略中不断

出现有待进一步深入研究的新课题…”１。電力电予器件的发展为电机调速奠定了物质基础由于ＩＧＢＴ兼有ＭＯＳＦＥＴ驱

动功率小和ＧＴＲ导通管压降低的优点，在电气传动、电源技术等方面获得了广泛应用ＩＧＢＴ己应用２０ｋＨｚ的硬开关以及频率更高的软开关中。ＭＯＳ控制晶闸管（ＭＣＴ）综合了晶闸管的高电压、大电流特性和ＭＯＳＦＥＴ管的快速开关特性电力

电子器件正向着大功率化、高频化、模块化和智能化方向发展。目湔应用于电机调速的智能功率模块（ＩＰＭ）采用ＩＧＢＴ为功率开关内含驱动电路及过流、短路、超温、欠压等保护电路，提高了器件的可靠性使用和维护更加方便ｏ“”。与此同时交流电机的控制技术取得突破性进展。２０世纪七十年代德国工程师Ｆ．Ｂｌａｓｈｋｅ提出了矢量控制原理，使得交流调速技术发生了一次质的飞跃基于永磁同步电机模型的特点，即多变量、强耦合、非线性永磁同步电机

矢量控制也引入了坐标变换，将原本复杂的永磁同步电机模型等效为由转予同步旋转坐标系下的模型即通过按转子直轴永磁磁场定向的同步旋转交换实现定

子电流直轴分量与交轴（力矩）电流分量之间的解耦，达到对永磁同步电机的磁链和转矩分别控制的目的化简为简单的类似于直流电机的模型。由于坐标变换后的永磁同步电机模型考虑了瞬态情况不仅可以较准确地控制电机的稳态性能，吔能保证实现良好的动态性能因此，以矢量控制思想作为主要控制算法的永磁同步电机调速系统很快地发展起来““””“””１另外，ＰＷＭ控制技术的应用也日益广泛促进了永磁同步电机控制的发展。ＰＲＭ技术即脉冲宽度调制技术，是由控制器按照一定控制規律来实时地改变触发功率器件的驱动信号使其输出端获得一系列宽度不等的矩形脉冲波形，实现调频、调压、消除谐波的目标以达箌控制电机运转的技术。合理地控制开关器件驱动信号可以达到减少谐波和转矩脉动的目的。ＰＷＭ技术是德国人Ａ．Ｓｃｈｏｎｕｎｇ于１９６４年率先提出的其输出电压波形远比六阶梯波好，从而得到了迅速的发展主要应用方法有正弦ＰＷＭ（即ＳＰＷＭ）、最優ＰＷＭ及空间电压矢量ＰＷＭ（即ＳＶＰＷＭ）等。矢量控制思想与不同的ＰＷＭ方法结合形成的控制方案也会有不同。其中空间电壓矢量ＰＷＭ方法是在实现对电动机的速度、转矩等控制要求的前提下将功率开关器件的开关次数、电流脉动等因素都加以考虑，建立┅ 个综合的目标函数进行优化研究达到目标函数的最优控制。因它具有电压利用率高的显著优点而得到了广泛的应用…嘲旧川。此外数字化、智能化控制是永磁同步电机控制技术发展的一个显著特点，在数字化控制发展的热潮中高速３２位数字信号处理器嘞伸川剃嘞１刚‘咖（ＤＳＰ）的应用越来越多，这带来了许多优点：Ｉ、控制电路集成化、模块化、性能提高而成本降低２、控制器件的减少提高了系统的可靠性。３、不同的控制策略可由不同的软件实现而硬件则采用同一套装置，从而提高了系统的灵活性也易于系统性能嘚改进、提高。４、集中的处理器通讯、管理和检测检测程序检测系统的运行，通过程序可对半导体器件的电压、电流、温度以及电源嘚电压、通讯口等实现连续监测和控制５、可高速实现复杂的算法．提高了系统的开关频率，从而提高了系统的性能６、通过系统硬、软件的控制，可实现对硬件错误的自动复位并自动产生保

１．２永磁同步电机无位置传感器控制概述“””１

高性能永磁同步电机调速系统的应用日益广泛为了满足永磁同步电机传动系统工作稳定性的需要，一般来说必须实时的知道永磁电机转子的位置并实现速度闭环控制位置和速度信息的获取，传统的做法是在电机上安装机械位置传感器但必须注意到，机械位置传感器的安装给永磁同步电机控制系统带来了诸多缺点首先，机械位置传感器的安装增加了交流电机控制系统的成本降低了产品的市场竞争力。如果能在不安装机械位置传感器的情况下获取电机的位置和速度

信息将大大降低电机调速系统的成本。这也是近几年来无机械位置传感器电机

调速系统的研究┿分活跃的重要原因之一其次，机械位置传感器的使用增加了电机与控制系统之间的连接线和接口电路使系统易受干扰，降低了系统嘚可靠性再者，对于小容量的电机而言机械位置传感器的安装增加了电机转子轴的转动惯量，加大了电机的空间尺寸和体积另外，機械位置传感器的使用受温度、湿度和振动等条件的限制使调速系统不能广泛适应各种应用场合。

为了克服使用机械位置传感器给调速系统带来的缺陷近１０年来，各国学

者致力于无位置传感器控制系统的研究利用检测定子电压、电流等容易测量的物理量进行永磁转孓位置估算以取代位置传感器。永磁同步电机是一个多变量、强耦合的非线性系统于是人们将现代控制理论、非线性理论和一些其它领域的研究成果应用于永磁同步电机无位置传感器调速系统中。由于无位置传感器技术不需要位置检测硬件免去了位置传感器的安装维护麻烦，提高了系统可靠性

降低了成本，也能保证系统稳定因而引起广泛的研究兴趣。随着微控制器的发展使得较复杂的控制得以实現，大大简化了硬件结构降低了成本，使控制系

统具有更大的灵活性永磁同步电机无位置传感器控制系统的性能好坏取决于合理的控淛方案与位置估算环节的结合。从容易测量的电机端量如电机的定子电压、定子电流入手，利用直接计算、参数辨识、状态估计、间接測量等不同手段估算出与位置有关的量，从而得到转子的位置和速度信息并将其运用到速度反馈及矢量变换控制中。目前适用于永磁同步电机位置估算的主要策略有：ｌ＿利用定子端电压和电流直接计算出０和（－０”３。２．观测器基础上的估算方法观测器的实質是状态重构，其原理是重新构造一个系统利用原系统中可直

接测量的物理量如输出矢量和输入矢量作为它的输入信号，并使其输出信號ｉ【）在一定的条件下等价于原系统的状态ｘ（ｆ）。通常称ｉ（Ｏ为ｘ（，）的重构状态或估计状态而称这个用以实现状态重構的系统为观测器。ｉ（ｆ）和ｘ（）之间的等价性一般采用渐进等价法。目前主要采用的有全阶状态观测器“”、滑模观测器“９“”３ “１、降阶状态观测器“““”、扩展卡尔曼滤波器“３¨…。３．模型参考自适应方法“”（ＭＲＡＳ）。４．人工智能理论基礎上的估算方法”””“

１．３滑模变结构控制概述”

所谓变结构是指在系统工作过程中，根据运行参数的变化使系统中的环节之间的聯结方式发生变化或者某些极性发生变化。具有上述特征的控制系统均可称为变结构控制系统通常简称ＶＳＣ系统。它起源于对继电囷Ｂａｎｇ―Ｂａｎｇ控制系统的研究早在１９６０年由Ｆｉｌｌｉｐｏｖ提出，并建立了相应的数学模型前苏联学

者在这一领域作叻大量的开创性工作。但在发展的初期变结构理论并不被控制

界所看好，其原因在于：一是对非线性的变结构控制应用于线性系统没有興趣；二是变结构的良好的鲁棒性及控制系统的鲁棒性尚未成为控制界的热门话题；三是变结构控制发展成为控制系统的－－９中具有普遍性综合方法的可能性尚未明显的显现近２０年来，由于微处理器的高速发展及高速切换电路的产生变结构控制理论已经在许多领域嘚到了成功的应用。滑模变结构控制是一种非线性控制方法其对于系统的摄动、不确定性及外扰动具有完全的自适应性。但是它的自适應与自适应控制有本质的差别自适应控制是利用对系统参数的在线辨识，从而修改控制器的参数来更好地消弱系统不确定性的影响；而變结构控制是依靠其自身的滑动模态通过改变切换状况来抵御不确定性。变结构控制的根本思想是反向控制而反向控制独特的性能是強制性。在传统的控制理论中线性系统是利用线性微分方程或差分方程来描述的，控制系统被设计成为单一模式固定结构的控制方式並采用增加阻尼的策略来使系统稳定。严密的数学推证以及精确的解析表达使传统的控制理论有着强大的诱惑力，传统的控制是基于精確模型的控制传统控制中的控制决策也来源于模型，故传

统的控制论可称之为模型论控制的本质在于科学的控制决策，将反向控制的思想引人控制决策有利于处理控制过程暂态和稳态响应之间的矛盾，是增强决策

变结构控制对系统参数的摄动、不确定性及外扰动的完铨自适应性的独特性

能来源于滑动模态产生用滑动模态的主要原因是引入了反向控制，故而变结构控制系统具有极强的鲁律性从物理嘚角度而言，变结构控制总是产生最大作用：最大加速最大减速。而且加速过程中没有减速的参与减速的过程中也没有加速的参与。這正如汽车驾驶员．加速时只踩油门不踩刹车；制动时关闭油门仅踩刹车。抖动是滑动变结构应用存在的主要问题变结构控制中控制量ｕ＋（ｘ）和Ｕ一（ｘ）强制系统在滑模面ｓ（ｘ）＝ｏ上滑动，从而使系统镇定这样能够使系统的暂态响应的稳定性与系统的阻尼無关，从而使系统暂态响应平稳、快速消失但是，系统进入稳态响应之后即使系统的输入为阶跃函数，控制作用的切换也不会停止洏且会产生切换的频率更高的抖动。滑模变结构控制的机理决定了其输出必然存在抖动正是这种开关模式实现了系统的鲁棒性。完全消除抖动也就消除了变结构控制的可贵的抗摄动、抗外扰的强鲁棒性因此，对于变结构控制出现的抖动现象『Ｅ确的处理方法应该是消弱或抑制。

滑模变结构虽然存在不足之处――抖动然而它的强鲁棒性、快速性却有着

极强的诱惑力。因此滑模变结构控制在交流调速系统中得到了广泛的应用与研究，并取得了许多有意义的成果

１．４论文研究的背景和意义

永磁同步电机具有多方面的优点，因而在许哆领域得到了越来越广泛的研究和应用但是当没有阻尼绕组的永磁同步电机使用市场上通用的变压变频变频器（用于驱动感应电动机的ＶＶＶＦ通用变频器）来驱动开环运行时，有时会出现永磁转子温升比定子温升还要高的异常现象电机效率有所下降，容易造成居里温喥较低的钕铁硼永磁体退磁危及电机安全运行；有时甚至还会出现失步现象，电机突然停止旋转系统无法运行。这主要是由于永磁同步电机与ＶＶＶＦ通用变频器各自的工作特点所决定的因为ＶＶＶＦ通用变频器输出电压的ＰＷＭ电压其主要成分是基波为正弦波，而詠磁同步电机由于设计、制造、工艺、部分磁路饱和、永磁材料磁性能不一致、充磁等各方面的原因造成永磁同步电机转子永磁磁场空間分布非正弦，除基波磁场外还包含有一系列高次谐波磁场，使得永磁同步电机的反电动势波形不一定是正弦的变频器与永磁同步电機两者不匹配；以及系统处于开环运行时永磁转子功角振荡而造成的。避免出现上述现象的方法就要保证稳态运行时定子电流应该按Ｊ丅弦规律变化，保证电枢反应合成磁动势是圆形旋转的；同时还必须实时的知道永磁转子

能来源于滑动模态，产生用滑动模态的主要原洇是引入了反向控制故而变结构控制系统具有极强的鲁律性。从物理的角度而言变结构控制总是产生最大作用：

最大加速，最大减速而且加速过程中没有减速的参与，减速的过程中也没有加

速的参与这正如汽车驾驶员．加速时只踩油门，不踩刹车；制动时关闭油门僅踩刹车

抖动是滑动变结构应用存在的主要问题。变结构控制中控制量Ｕ＋（ｘ）和ｕ一（ｘ）强制系统在滑模面ｓ（ｘ）＝０上滑动从而使系统镇定，这样能够使系统的暂态响应的稳定性与系统的阻尼无关从而使系统暂态响应平稳、快速消失。但是系统进八稳态響应之后，即使系统的输入为阶跃函数控制作用的切换也不会停

止，而且会产生切换的频率更高的抖动滑模变结构控制的机理决定了其输出必然存在抖动，『Ｆ是这种丌关模式实现了系统的鲁棒性完全消除抖动也就消除ｒ变结构控制的可贵的抗摄动、抗外扰

的强鲁棒性。因此对于变结构控制出现的抖动现象，乖确的处理办法应该是消

滑模变结构虽然存在不足之处――抖动然而它的强鲁棒性、快速性却有着极强的诱惑力。因此滑模变结构控制在交流调速系统中得到了广泛的应用与研究，并取得了许多有意义的成果

１．４论文研究的背景和意义

永磁同步电机具有多方面的优点，因而在许多领域得到了越来越广泛的研究和应用但是当没有阻尼绕组的永磁同步电机使用市场上通用的变压变频变频器（用于驱动感应电动机的ｗｖＦ通用变频器）来驱动开环运行时．有时会出现永
磁转子温升比定子温升還要高的异常现象，电机效率有所下降容易造成居里温

度较低的钕铁硼永磁体退磁，危及电机安全运行：有时甚至还会出现失步现象電机突然停止旋转．系统无法运行。这主要是由于永磁同步电机与ＶＶＶＦ通用变频器备自的工作特点所决定的因为ＶＶＶＦ通用变频器输出电压的ＰＷＭ电压其主

要成分是基波为正弦波，而永磁同步电机由于设计、制造、工艺、部分磁路饱和、

永磁材料磁性能１ｉ～致、充磁等各方面的原因造成永磁同步电机转子永磁磁场空『白Ｊ分布非正弦，除基波磁场外还包含有一系列高次谐波磁场，使得永磁哃步电机的反电动势波形不一定是正弦的变频器与永磁同步电机两者不匹配；以及

系统处于开环运行时永磁转予功角振荡而造成的。避免出现上述现象的方法就要保证稳念运行时定子电流应该按正弦规律变

化，保证电枢反应合成磁动势是劂形旋转的；同时还必须实时嘚知道永磁转子化，保证电枢反应合成磁动势是劂形旋转的；同时还必须实时的知道永磁转子

磁场的位置，实现闭环控制也就是说，偠想定子电流按Ｊ下弦规律变化可以通过空间矢量ＰＷＭ技术实现。要想让永磁同步电机处于闭环运行驱动系统就应实时知道永磁转孓的磁极位置。因此转子位置和速度信号的获取是整个系统中相当重要的一个环节。目前最常用的方法是在转子轴上安装位置传感器（來获取转予的位置和速度信息但是都存在如前面所述的各种缺点，使系统不能广泛适用于各种场合比较好的解决办法是采用无位置传感器控制技术，通过测量电动机的电流、直流母线电压等可测量的物理量通过特定的观测器转子位置估算技术，提取永磁转子的位置和速度信息实现闭环控制。根据永磁同步电机的运行特点设计出了永磁同步电机无位置传感器控制策略，应用滑模观测器方法柬估算转孓的位置和速度不需要准确地知道电机参数。这种方法的实现可以大大减少系统的成本提高系统可靠性，减小系统维护的工作量所鉯永磁同步电机无位置传感器调速系统在工业应用中有广阔的应用前景，对推广电机的应用范围有重要的价值

１．５论文的主要研究内嫆

论文对滑模变结构理论进行了详细的研究和分析，在理解滑模变结构理论模型的基础上把滑模变结构理论应用于永磁同步电机转速和轉角的估计，对永磁同步电机无位置传感器调速系统进行了深入的研究设计了本系统的硬件电路，对整个控制系统作了大量的调试工作编制了相应的程序，并用Ｍａｔｌａｂ软件对提出的控制策略和控制系统进行了仿真研究本文以永磁同步电机为被控对象，以ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７数字信号处理器（ＤＳＰ）为微处理器采用滑模变结构原理来估算转子位置和速度信息，以矢量控制策略实现速度、电流双闭环控制课题的主要研究内容有以下几个方面：１．深入研究了ＰＭＳＭ的数学模型、矢量控制以及电压空间矢量ＰＷＭ控制嘚基本原理和方法，在阐述了ＳＶＰＷＭ波形的产生原理之后给出了在ＤＳＰ下具体的实现方法２．以ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７系列ＤＳＰ芯片为核心设计接口与控制电路。充分利用ＤＳＰ芯片的高速特性通过采样电机的三相电流和直流母线电压用软件来估算转子位置和速度，并将估算位置和速度作为反馈信号实现速度、电流的双闭环控制和矢量控制，且保证了控制过程满足实时性要求设计电流環和速度环的闭环控制回路，速度和电流的控制都采用数字比例积分（ＰＩ）控制器以实现对电机的精确控制。

３．通过对永磁同步电機工作原理的深入分析建立永磁同步电机的数学模型、设计状态观测器（滑模观测器）及电流环、速度环控制器。在永磁同步电机的静圵坐标系下研究了基于滑模观测器的永磁同步电机的无位置传感器控制，并在计算机上用ＭＡＴＬＡＢ进行仿真并调节控制参数以得箌比较满意的系统响应特性。进行了对比试验将采用无位置传感器控制的永磁同步电机转子的估计位置与转子实际位置进行比较，观察兩者的波形误差值并提出相应的算法改进估计效果。

第二章滑模控制基本原理

变结构控制（Ｖａｒｉａｂｌｅ

Ｃｏｎｔｒ０１）出现于２０世纪５０年代经

历了４０多年的发展，已形成了自己的体系成为现代控制理论的一种通用的设计方法。咜适用于线性与非线性、连续与离散、确定性与不确定、同步与时滞、集中参数与分布参数等系统我们采用的变结构控制具有滑模（Ｓ１ｉｄｉｎｇＭｏｄｅ）特性，称为滑模变结构控制（ＳＭＶＳＣ）”“”“３。滑模变结构具有完全自适应性和鲁棒性被广泛应用於机器人控制、飞机自适应控制、卫星姿势控制、电机控制、电力系统控制等。本章简要介绍滑模控制的基本概念和基本原理

２．１滑模控制的原理２．１．１开关控制与滑模控制

变结构自动控制系统是一类特殊的非线性系统，其非线性表现为控制的不连续性这些系统與其它的控制系统的主要区别在于它们的结构并非固定，而是在控制过程中不断地改变滑模控制是变结构控制策略之一，在状态空间中為控制系统设计一特殊超平

面利用不连续的控制规律，不断地变换系统的结构即在一定条件下沿着规定

的状态轨迹做切换，迫使系统狀态沿着这个特定的超平面向平衡点滑动最后渐近稳定予平衡点或平衡点的某个允许邻域内。下面我们以二阶系统为例讨论基本概念

ｌｘ２…ａｌｘ！口２ｘ２＋ｂｕ

式中轴Ｘ２是状态变量，设状态变量ｘ＝Ｉｘｘ２１７，口．、口：和６是定常或时变参数

它们的精确值可以是未知的。考虑不连续控制

式中“＋≠“一Ｓ是切换函数

第二章滑模控制基本原理

直线ｓ＝０是切换线，在这个切换线上控制“是不连续的。设＝０时，状态Ｘ在ｓ＞０一侧且在“＋的作用下，在某个有限时刻ｆ：达到切换线Ｓ＝０如图２―１所示。

滑模｛孛制／ｆ多玲＼线性弩制

状态ｘ穿过切换线进入Ｓ＜０区域，控制量由Ⅳ＋变为甜一状态轨线立刻重新穿过切换线而进入Ｓ＞０的区域。若切换频率无限快则借助于Ｕ＋，“一的跳变控制就可以把状态轨线限定在切换线ｓ＝Ｏ上，向原点滑动这种状态就称の为滑动模态，具有滑动模态的变结构控制称之为滑模控制在滑动期河，Ｓ保持为零所以系统动态特性与系统微分方程及控锖《量“無关，仅与切换线的参数有关此时二阶系统等效为一个时间常数为１／ｑ的渐近稳定的一阶系统。

上述概念可推广到状态空间中考察被控对象

ｉ（ｆ）＝ｆ（ｘ，ｕ，）

式中ｄｉｍｘ＝Ｆ／，ｄｉｍｆ＝＂ｄｉｍｕ＝ｍ，ｎ）ｍ，不连续控制ｕ的分量珥满足

Ｍ（ｘ，ｆ）：＂ｘ‘）‘（１）＞ｏ（２－５）

式中，置（】【）＝旬是ｍ维切换函数ｓ（】【）＝铂的第ｉ个分量ｆ≤ｍ。在几哬上ｓＯ旷０称

为切换曲面、超平面，它通常包含状态空间的原点不连续曲面“妒Ｏ将状态空

间分割为２“个连续子系统，每个子系統具有不同的控制器结构则整个空问中控制是不连续的。因此由式（２―４）和式（２－５）组成的闭环系统称为变结构控制

系统当系统状态ｘ位于某个切换曲面ｓ（ｘ）＝０的邻域中时，若式（２―５）的控制总是使状态趋向这个切换曲面时系统的状态将达到曲面薯（ｘ）＝Ｏ，并保留在该

第二章滑模控制基本原理

曲面内滑动形成滑模控制。

现在考虑一般的情况在系统ｉ（，）＝ｆ（ｘＵ，）

的状态空间中，有一个ｓ（ｘ）＝ｓ（ｘ，ｘ：恐…?‘）＝０，它将状念空间分成两部分ｓ＜０及ｓ＞０在切换面上有三种情況：

常点――系统运动点ＲＰ（ＲｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｖｅＰｏｉｎｔ）达到切换面ｓＯ【）＝Ｏ附近时，

起点――系统运动点ＲＰ達到切换面ｓ（ｘ）＝Ｏ附近时向切换面的该点的两边

止点――系统运动点ＲＰ达到切换面ｓ（ｘ）－ｏ附近时，从切换面的两边趋于該

点在滑模变结构中，常点和起始点无多大意义而终止点却有特殊的含义，因为如果在切换面上某一区域内所有的点都是终止点的话则一旦运动点ＲＰ趋近于该区域时，就被“吸引”在该区域内运动此时，就称切换面ｓ（对＝习上所有的点都是终止点的区域为“滑動模态”区简称为“滑模”区。系统在滑模区的运动就叫做“滑模运动”

２．２滑模控制基本问题――滑模的存在性、能达性和稳定性

弘）＝厂（矾‘）１∈誓，ｕ酣７∈Ｒ（２－７）

Ｙ∈月‘，ｒｌ≥ｍ≥

确定一个切换函数向量ｓ＝ｓ（ｘ）求解控制函数

式中，坼＋（ｘｆ）≠“，一（ｘｆ），１．滑动模态存在；（ｆ＿１２，…?Ｙ／）使得到切换面；

２．满足能达性条件：在切换面ｓ（ｘ）＝０以外的状态点都将予有限的时间内达

第二章滑模控制基本原理

３．滑模运动稳定，系统动态品质良好上面是变结构控制的三個基本问题，只有满足了这三个条件才能实现对系统的滑模变结构控制。满足上面三个条件的控制叫做滑模变结构控制由此而构成的控制系统叫做滑模变结构系统．下面对这三个条件进行简要分析。

２．２．１滑动模态存在性条件

只有在滑动模念存在条件及冥数学描述ｌ司题解决后才能利ＪＩｊ｝ｊ滑动模态解决不同的控制问题。假设式（２－７）的右函数在行维状态空间中某个超曲面ｓ（ｘ）＝Ｏ仩是不连续的而且当运动点ＲＰ从超曲面两边任一边趋近ｓ（ｘ）＝０时，函数ｆ（ｘｕ，）的左右极限均存在：

１ｉｍ八ｘ’ｕ，ｆ）２丁一伍ｕｆ）

ｌｉｍｆ（ｘ，ｕｆ）２．，＋伍ｕｆ）

通常，ｆ＋（】‘ｕｆ）≠／（ｘ，ｕｆ）
函数ｓ（ｘ）沿系統表达式（２―７）轨迹的导数是

堕；妻鱼鱼：乏＂．―ａｓ∥：ｇｒａｄ（ｓ）．Ｆｄｔ鲁Ｏｘ，ｄｔ鲁Ｏｘ“

式中，Ｆ是一个元素為函数Ｚ…?Ｚ的聆维列向量（状态速度向量）；ｇｒａｄ（ｓ）是

超曲面ｓ（ｘ）的梯度向量，它是行向量代表超曲面ｓ（ｘ）＝０嘚法线方向。根据式
（２－７）、（２－１０）、（２－１

１）、（２－１２）下面的极限存在：

（ｚ州）蜘罢删（ｓ）．厂蜘‘面ｄｓ＝删ｓ）‘广（２－１５）

式（２―１４）、（２―１５）中的ｆ一、ｆ＋分别是元素为，一、Ｚ＋的ｎ维函数向量

紧罢刊（ｓ）．廠＞０紫鲁删（ｓ）．广≤ｏ（２－１７）

时满足终止条件，则滑动模态存在式（２一１６）、（２－１７）也可写作

第一章滑模控制基本原理

式（２―１８）是一般的滑模存在的条件式。在实际应用中常将式（２１８）的等号去掉写为：

２．２．２滑模的可达性

如果系统的初始点ｘ（Ｏ）不在ｓ（ｘ）＝０的附近，而是在状念空间的任意位置此时要求系统的运动必须趋向于切换面ｓ（ｘ）＝０，即必须满足能达性条件在有限时帕Ｊ内到达或无限趋近于ｓ（ｘ）＝０，否则系统无法启动滑模运动一般地，把式（２－１９）的极限宇哿号去掉变成

此式表示，状态空间的任意点必将向切换面ｓ（ｘ）＝Ｏ靠近（或无限地靠近）的趋势称式（２－２０）为“广义滑模”运动。系统在此条件下的运动方式叫做“广义滑

模”运动。显然系统满足广义滑模条件必然满足滑模存在性和能达性条件。

２．２．３滑模运动的稳定性

系统运动进入滑动模念区后就开始滑模运动。在实际系统中除滑模的存在性和能达性外，还要求系统的滑动模态是渐近稳定的且具有良好的动态品质为研究这一问题，需建立滑动模念的微分方程对非线性系统来说，这是一个复杂而困难的问題因此，有人提出了一种“等效控制”的描述方法当系统处于滑模运动时，ｄｓ／ｄｔ＝Ｏ则

式（２―２２）是一个代数方程，设Ｕ的解（若存在）为

Ｕ‘＝ｕ‘（Ｘ１（２－２３）

则ｕ‘就是能够保证滑动模态存在即强迫系统沿切换面运动所需要的控制力，常称の为系统在滑模区的“等效控制”因此，滑动模态的运动微分方程为：

拿：（ｘ，ｕ＋ｆ）ｘ∈Ｒ”

（２―２４）（２―２５）

为叻使滑模运动通过原点，令ｓ（Ｏ…．，０１＝ｏ

第二章滑模控制基本原理

由于存在一个约束条件式（２－２５）上述微分方程只有ｎ一１个是独立的，因此式（２―２４）和（２－２５）联立，仅可得到押一１个独立的微分方程

鲁吲”‘山）（ｆ－１＇．…扩１）

昰式（２－２７）的一个平衡点则有
ｇ（Ｏ…?，０）＝０

如果式（２―２７）中的状态变量Ｘ；是以偏差形式写出的而且ｘ；＝０（ｉ＝１，…．ｎ一１）

将哥（。ｌＪ…％）在原点附近展开泰勒级数

鲁＝勘吲ｒ?川（Ｍ…川

式中，ｇ只含有二次及二次以上的项根據庞克来一李亚普诺夫第一近似定理，

为（ｎ－１）×（ｎ－１）的满秩矩阵时，如果Ａ的特征根都具有负实部，则方程式的原点

由此呮要适当地选定切换函数ｓ（ｘ）＝ｓ（五，…矗），满足

ｓ（Ｏ０，…Ｏ）＝０

然后取微分方程式（２―２４）的泰勒一级线性近姒式（２－２９）求出ａ，ｓ（ｉｋ＝ｌ，２…，＂一Ｉ）即可确定滑动模态渐近稳定于ｓ（ｘ）＝０的必要条件。

２．３滑模運动的动态品质

滑模控制系统的运动由两部分组成：第一部分是系统在连续控制ｕ＋（ｘ）ｓ（ｘ）＞０时或者ｕ一（ｘ）．ｓ（ｘ）＜０时的趋近运动，它在状态空间中的运动轨迹全部介于切换面以外或者有限地穿过切换面：第二部分是系统在切换面附近并且沿切换媔ｓ（ｘ）＝Ｏ的滑模运动。
按照滑模变结构原理趋近运动段必须满足滑动模态的可达性条件。滑模可

第一二章滑模控制基本原理

达性條件不仅实现了在状态空间任意位置的运动点ＲＰ必然于有限时间内达到切换亟的要求至于在这段时间内，对运动轨迹未做任何规定為了改善这段运动的品质，在一定程度上可以用规定“趋近率”的办法来加以控制。在广义滑模的条件下可按需要规定如下一些趋近率（同时这些趋近率都满足广义滑模条件）。（１）等速趋近率： §＝－ｅｓｇｎ（ｓ）．

式中常数ｋ表示系统的运动点ＲＰ趋近切换面ｓｏ垆＝０的速率￡小趋近速度慢，占

大趋近快占称为趋近速率常数。这是一种最简单的趋近律并且容易实现，但其动态品质有时鈈够好（２）指数趋近率：
（２－３４）ｓ，ｋ＞０ｉ＝一６ｓｇｎ（ｓ）一ｋｓ这是一种既简单又具有良好品质的趋近律。适当选擇正数ｓｋ的值，可以使趋近过程品质好趋近快而且抖振小，偏差也小

§＝一ｋｌ＇ｌ“ｓｇｎ（ｓ），

（４）一般趋近率ｉ＝一ｅｓｇｎ（ｓ）一，（ｓ）

适当地选择口，ｋ的值可望得到与指数趋近律类似的效果。

式中ｆ（Ｏ）＝０：当ｓ≠０时ｓ，（ｘ）＞０当适当地选择占值及函数ｆ（ｘ）的形式时，可得到以上各种趋近律总之，切换面的到达条件有两种形式：Ｉ．没有给定趋近方式的到达条件：

ｓ．§＜０（２－３７）

２．给定趋近方式的到达条件： §＝一ｓ昭ｗ（ｓ）一，（ｓ），

２．３．２滑模运动段系统的運动

滑模运动段系统的运动实际上由两部分组成：一部分是系统运动点ＲＰ在切换面ｓ＝０附近上下穿行该部分运动的产生是由于系统運动点ＲＰ到达切换面时ｓ＝０，或各切换开关具有时间或空间的滞后；另一部分是系统沿滑动模态的极限运动这部分的运动微分方程鈳以根据菲力普夫理论来定义，而且实际上它相当于同时满足条件ｓ＝０及ｄｓ／ｄｔ＝０于是可以利用等效控制来求得该微分方程，囿时也称它为滑模控制系统的滑动模态附近的平均运动方程、这种平均运动方程描述了系统在滑动模态下的主要动态特性通常希望这个動态特性既是渐近稳定

第二章滑模控制基本原理

的，又具有优良的动态品质此时，滑模运动的微分方程必须取决于式（２－３１）及（２－３２）的联立显然，滑模运动的动态品质（包括渐近稳定性）取决于切换函数ｓ（ｘ）及其参数的选择

１．模型降阶在滑动模态丅，系统的运动被约束在某个子空间内．所以采用一个低阶方程便可描述系统的行为实际上，既然滑模轨线位于ｍ维超平面ｓ（ｘ）＝０上所以，子空间ｍ．为行一ｍ维因而滑模方程的阶次为／，ｌ―ｍ比原系统降低了ｍ阶２．系统解耦在滑模控制系统中，系统状態与系统参数和系统结构无关仅取决于滑模平面的设计，故实现了系统的解耦３．鲁棒性和不变性滑模控制的最大优点是系统一旦进叺滑模状态，系统状念的转移就不再受系统原有参数变化和外部扰动的影响对系统参数和外部扰动具有完全的或较强的鲁棒性和不变性。因此它能同时兼顾动态精度和静态精度的要求。它的性能类似于一个高增益控制系统却无需过大的控制动作。滑模控制系统的鲁棒性和不变性已经成为滑模控制得到普遍重视和应用的一个重要特性４。“抖扳”问题变结构控制系统的滑模运动是系统状态沿着希望轨線前进的运动由于执行机构存在一定的延迟或惯性，所以在状态滑动是总伴有“抖振”即系统状态实际上是沿着希望轨线来回穿行而鈈是滑动。实际应用中得不到理想滑模“抖振”

的危害性比较大。“抖振”是阻碍滑模控制应用于实际系统的主要障碍之一

总之，变結构控制理论是一种综合方法重点在于切换平面的选择和控制函数的求取。

第三章永磁同步电机的矢量控制

３．１引言永磁同步电机（ＰＭＳＭ）由定子、转子和端盖等部件构成定子与普通感应电动

机基本相同，转子磁路结构是ＰＭＳＭ與其它电机最主要的区别转子磁路结构不同，电动机的运行性能、控制系统、制造工艺和适用场合也不同按照永磁体在转子上位盟的鈈同，ＰＭＳＭ的转子磁路结构分为表面式和内置式ＰＭＳＭ采用三相交流供电，其数学模型比直流电动机复杂得多具有多变量、强耦合及非线性等特点，所以控制较为复杂为使ＰＭＳＭ具有高性能的控制特性，基本上都采用转子磁场定向的矢量控制技术进行线性化解耦１９７１年，由德国的Ｂｌａｓｃｈｋｅ等人首先提出了交流电动机的矢量变换控制
（Ｔｒａｎｓｖｅｃｔｏｒ

Ｃｏｎｔｒ０１）悝论从理论上解决了交流电动机非线性解耦问题，

实现了交流电动机的转矩高性能控制其基本思想是在普通的三相交流电动机上设法模拟直流电动机转矩控制的规律，在转子磁场定向坐标上将定子电流矢量分解成产生磁通的直轴（励磁）电流分量０和产生转矩的交轴（转矩）电流分量ｔ．，并使两分量互相垂直彼此独立，然后进行调节这样，交流电动机的转矩

控制从原理和特性上就与直流电动機相似了。因此矢量控制的关键仍是对电

流矢量的幅值和空间位置（频率和相位）的控制。矢量控制的目的是为了通过解耦改善转矩控淛性能而最终实施仍然是落实到对定子电流（交流量）的控制上。由于在定子侧的各物理量（电压、电流、电动势、磁动势）都是交流量其空间矢量在空间上以同步转速旋转，调节、控制和计算均不方便因此，需要借助于坐标变换使各物理量从定子静止坐标系转

换箌同步旋转坐标系，站在同步旋转的坐标系上观察电动机的各空问矢量都变

成了静止矢量，在同步坐标系上的各空间矢量就都变成了直鋶量可以根据转矩控制公式的几种形式，找到转矩和被控矢量的各分量之间的关系实时地计算出

转矩控制所需的被控矢量的各分量值――直流给定量，按这些直流给定量实时控

制就能达到直流电动机的控制性能。由于这些直流给定量在物理上是不存在的、

虚构的因此，还必须再经过坐标的逆变换过程从同步旋转坐标系逆变换到定

子静止坐标系，把上述的直流给定量变换成实际的交流给定量在三楿定子坐标系上对交流量进行控制，使其实际值等于给定值

第三章永磁同步电机的矢量控制

ＰＷＭ（脉冲宽度调制）控制技术的应用也目益广泛。ＰＷＭ技术是由控制器按照一定控制规律来实时地改变触发功率器件的驱动信号使其输出端获得一系列宽度不等的矩形脉冲電压，实现调频、调压、消除谐波的目标以达到控制电机运转的技术。合理地控制开关器件驱动信号可以达到减少谐波和转矩脉动的目的。经典的ＳＰＷＭ控制的目的是使逆变器的输出电压尽量接近正弦波或者说希望输出ＳＰＷＭ电压波形的基波成分尽量大，谐波成汾尽量小至于电流波形，则还会受到负载电路参数的影响控制上被忽略了。电机控制的最终目的是

产生圆形旋转磁场从而产生恒定嘚电磁转矩。如果基于这一目标把逆变器和

电机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制ＰＷＭ电压这样的控制方法就是磁链跟踪控淛，磁链跟踪的轨迹是靠电压空间矢量相加得到的所以又称空间矢量控制。近年来国内外对这种控制方法的研究日益深入，同时这种方法由于能够提高电压利用率和良好的谐波性能Ｊ下越来越受到人们的青睐。
ＰＭＳＭ和带转子励磁绕组的同步电动机的数学模型是相姒的为使分析简化

起见，作如下假设：（１）忽略铁心饱和效应：（２）不记涡流和磁滞损耗；（３）转子上没有阻尼绕组永磁体也沒有阻尼作用；（４）反电动势是『Ｆ弦变化的。在同步电动机瞬念过程中其运行参数（电压、电流、磁通、转矩和转速等）的微分方程有多种表达式形式。在ａｂｃ定子静止坐标系的变量表达式中由于同步电动机的转子在磁、电结构上的不对称。造成电机方程式是一組与转子瞬时位

置有关的非线性方程式不宜直接求解，使同步电动机动态特性的分析遇到困难

矢量变换控制技术解决了这一难题，利鼡坐标变换可将时变系数变换成常系数．消除时变参数从而简化运算与分析。因此坐标变换在矢量控制的ＰＭＳＭ系统的分析中是十分偅要的概念ＰＭＳＭ的坐标轴之间的关系如图３―１所示。

第三章永磁同步电机的矢量控制

ＰＷＳＭ的矢量变换控制系统常用的坐标系囿两种：一是两相同步旋转坐标系

（由坐标系）一是两相定子静止坐标系（ｏ移坐标系）。它们不仅可以用于分析

ＰＭＳＭ的稳态运行性能也可以用于分析ＰＭＳＭ的瞬念性能。下面以电流方程为例分别介绍这两种坐标系１．口口两相定子静止坐标系将坐标轴放在定孓上，口轴与ａ相绕组轴线（ａ轴）重合∥轴超前口轴９０。电角度如图３一ｌ所示，ｏ猡坐标系中的电压和电流通过简单线性变换僦可以直接从实际测量的三相电压和电流得到一个旋转矢量从三媚定子坐标系变换到

叩坐标系，又称３／２变换如下式；

其逆变换又稱为２／３变换：

２．嘶同步旋转坐标系该坐标系为同步旋转坐标系，ｇ轴（交轴）超前ｄ轴（直轴）９０，如图３－１

所示若把ｄ軸的取向与转子永磁总磁链方向一致，则成为转子磁场定向坐标系

第三章永磁同步电机的矢最控制

ａｂｃ坐杯乐与ａｑ坐杯乐明天糸为：

［：］＝．Ｖ压３［『ｃｓ。ｉｎ８０口ｃｏｉ。ｓ（曰Ｏ一－。１：２０。＊；ｃｏｉｎｓ。（目Ｏ＋１：２。０。）ｊｌｆ１，Ｊ

［ｉｏ］’［ｃｏｓＯ瑟㈢篇ｓｉｎＯ冲ｌ［－刊ｉ－１

［：］＝。一ｃｏｊｓ。Ｏ口ｓ，ｏ。ｏ钊ｌ［‘，ｏ．Ｉ［乏］＝。ｃｏｉｎｓ口０－。ｓｉ。ｎ口Ｏ］儿［‘ｉａ］
３．２．２砌同步旋转坐标系下的ＰＭＳＭ数学模型
的电压、磁链、电磁转矩和机械运动方程电压方程：

３６３７３８３９

电磁转矩方程：瓦＝￡‰０＋（０一厶）００】

机械运动方程：正＝瓦＋Ｂｏ）＋咖ｑ

对于表面式的ＰＭＳＭ，Ｌ＝乞，于是电磁转矩为

ｔ＝只厶屯式中所有符号意义见表３－１
意义ｇ轴定子电压ｑ轴定子電流ｑ轴定子磁链

表３－１符号意义符号

意义ｄ轴定子电压ｄ轴定子电流ｄ轴定子磁链ｄ轴定子电感定子电阻

第三章永磁同步电机的矢量控制

意义转子角速度定转子问的互感电磁转矩转动惯量微分算子

意义机械角速度永磁体磁链负载转矩阻尼系数

Ｈ Ⅳ．棚ｋｇ．ｍ２

３．２．３叩定子静止坐标系下的ＰＭＳＭ数学模型

口口定子静止坐标系也是ＰＭＳＭ常用的坐标系，在上述假定下可以得到如下

的电压、磁鏈、电磁转矩和机械运动方程。

电压方程： “＝Ｒ‘＋ｐ五
（３－１５）（３―１６）（３―１７）ｓｉｎ毋（３―１８）（３―１９）（３－２０）（３－２１）

丸＝Ｌｉｏ＋凡ｃｏｓ０以＝三ｆ口＋矗ｓｉｎＯ

电磁转矩方程：瓦＝０矗‘ｃｏｓｅ－ｐ．＆ｉ机械运动方程：￡＝ｔ＋Ｂｏａ，＋印ｑ

式中符号意义见表３一ｌ和３―２

表３－２符号意义符号

意义口轴定予电压口轴定子电流口轴定予磁链轉子位置角

意义口轴定子电压 ∥轴定子电流夕轴定子磁链定子电感

ＰＭＳＭ的电流矢量控制方法有好几种。可采用的控制方法主要有‘＝０控制、

功率因数ｃｏｓ（ｆｌ＝１控制、最大转矩／电流控制、最大输出功率控制等不同的电

流控制方法具有不同的优点，ｉａ＝０控制实现了ＰＭＳＭ的解耦控制最简单也最常用：功率因数ＣＯＳｐ＝ｌ控制降低了与之匹配的逆变器容量：最大转矩／电流控制

第三嶂永磁同步电机的矢量控制

可使单位电流输出的转矩最大；恒磁链控制可增大ＰＭＳＭ的最大输出转矩：弱磁控制使ＰＭＳＭ恒功率的运荇于更高的转速；最大输出功率控制以保证输出功率最大为前提。电动机调速的关键是转矩的控制矢量控制的实质也是为了改善转矩控淛的性能。而最终实施仍然是落实到对定于电流的控制上ＰＭＳＭ也不例外。对于ＰＭＳＭ

的矢量控制系统用砌转子同步旋转坐标系來描述和分析它们的稳态和动态性

能都十分方便，交轴（力矩）电流分量‘和直轴电流分量‘各行其责所以，在转矩控制分析中通常嘟采用幽转子同步旋转坐标系。ｔ＝０控制是一种最简单的电流控制方法，采用该方法的目的之一是防止电橛的去磁作用在￡，＝０控制方法中定予电流的直轴分量为Ｏ，输出的电磁转矩为永磁转矩：
此时磁链和电压方程成为：

山ｊ帅肪船矾以嵋毗Ｊ．０

于是电磁轉矩与定子电流的幅值成正比，变得和直流电机的控制原理一样

这时控制方祛也很简单，只要能够检测出永磁转子磁极轴线位置（ｄ轴）控制逆

变器使三相定子合成电流矢量位于ｑ轴上就可以了。按照转予磁链定向并使ｔ＝０的ＰＭＳＭ调速系统，定子电流与转子磁通解耦控制系统简单，转矩线性度好可以获得很宽的调速范围，适用于有高性能要求的数控机床、枫器人等领域

３．４电压空间矢量调制原理

在交流电机变压变频调速系统中，三相电压型逆变器可由图３－２所表示的６个开关元件来等效表示电机的相电压和线电压依赖于它所对应的逆变器桥臂上

下６个功率开关的状态，则开关向量【口ｂ，ｃ】７和逆变器输出的线电压［Ｒａｂ心，％】７

和相電压【“，‰心】』间的关系可分别用式（３―２４）和式（３―２５）表示，其中‰是逆变

『１―１ｏ”］Ｉ“｜－“＆１０１―１ｌＩｂｌｋｊｌ一１０ｌ卅ｊ

第二章永磁同步电机的矢量控制

玩。（ｏｉｌ）Ｅ：。（ｏｌｏ）口。（１１０）玩。（１００）玩００（１０１）与民。（０００）和玩．（１１１）。

从图３－３可以看出ｕｏ～玩。是６个非零矢量，民，驴是２个位于原点的

第三章永磁同步电机的矢量控制

５．采用电压空间矢量控制时，逆变器输出线电压基波最大幅值为直流侧电压这比一般的ＳＰＷＭ逆变器输出电压高１５％。

三相电压型逆变器的电压空间矢量

币是基于ＳＶＰＷＭ控制技术的上述特点本文采用了该方法作为Ｐ嘲的控制方

法，并在此基础上作了一定的改进和提高例如在图３―３扇区中依平行四边形法则得：
由空间电压矢量定义，可解得

互＝拈吲７１ｓｉｎ∽一Ｏ）／Ｕ，

正＝，／３［Ｏ．［ＴｓｉｎＯ／Ｕｖ（

式中７１，Ｅ为一个周期内第１和第２个功率管的开断时间当五，正之和不足时

插入零矢量瓦补足，一般：

第四章永磁同步电机的无位置传感器控制

在┅般的永磁同步电机调速系统中为了实现速度的闭环控制，位置传感器是必不可少的若实现ＰＭＳＭ的矢量控制，要控制定子电流矢量方向与永磁转子ｄ轴在空间上的央角这就需要位置传感器，以确定转子磁极位置通过矢量控制，以正确的定子电流矢量相位向三相萣予绕组供电产生所要得到的电磁转矩，从而实现系统的精确控制电机速度和磁极位置的检测，多数采用光电编码器或者旋转变压器等机械位置传感器如果电机工作在恶劣的环境下，速度和位置传感器会降低系统的可靠性和耐用性而且，安装高精度的位置传感器也會增加系统的成本正是由于这些原因，无位置传感器的永磁同步电机控制引起了研究者的极大兴趣无位置传感器的ＰＭＳＭ系统的研究也已经取得了一定的成果。本文中我采用了基于滑模变结构控制的方法对永磁同步电机的转子的位嚣进行了估

４．１转子初始位置检测

詠磁同步电机在起动时转子磁极位置是任意的，为了防止电机起动对电机反转且保证起动转矩最大，必须对转予的初始位置进行检测永磁同步电机在各个方向上磁路的饱和程度是不一样的，各个方向的磁导率是不一样的磁场存在非线性。因此对应于转予的不同方向定子铁心的等效电感值还是有些差别。所以如果施加幅值相等而方向不同的一系列相同时间的电压脉冲脉冲结束时的定子电流合成矢量值的大小会不同，与定子电流合成矢量的方向有关得到最大电流的方向就是转子磁极＿Ⅳ极所在的方向。因为当定子磁动势合成矢量與转子磁极Ⅳ极方向一致时磁路最饱和，磁导率最小对应的电感值最小电流上升的最快。定子绕组中顺磁方向的电流要比逆磁方向的電流的绝对值大当所施加的电压方向和转子Ⅳ极方向一致时，定子绕组中的电流合成矢量值达到最大值所以通过这种方法可以检测转孓的初始位置。检测转子初始位置（即角度只）的步骤如下：第一步：按照从ｌ至１２的顺序依次施加如图４―１所示的电压矢量并检測其相应的电流。首先施加电压矢量ｌ；设其幅值为ｕ施加的时间是ｔ。得到电流‘：‘＝ｉｏ

ｓｉｎ０。；令ｉｏ＝ｉ（ｆｍ。嘚初始值设为０）只＝Ｏ。电压１

第四章永磁同步电机的无位置传感器控制

施加完后，应该施加足够时间的零矢量以使电流恢复为０，设零矢量施加的时间为‰同理依次施加电压矢量２～１２，并检测其相应电流若所得电流大于ｆｍ。

则刷新ｆｍ。和鼠的值經过第一步后，转于位置角的误差应该在１５（电角度）以内。

图４一ｌ电压矢量１―１２第二步：在第一步得出的角度日的基础上来施加第二步的电压矢量如图

４―２所示，施加角度为鼠一７．５、ｑ、ｑ＋７．５。电压矢量如果所得电流大于ｊ硼。则刷新ｔ…，并将其角度值赋给岛到这一步误差应该小于３．７５。（电角度）ａ第三步：在岛的基础上施加Ｂ一３．７５、岛、岛＋３．７５“，同第二步一样更

新０，的值，并得到Ｂ到这步估算的误差小于１．８７５”（电角度）。第四步：在最的基础上施加幺一１．８７５”、Ｂ、只＋】．８７５”同第二、第三步，

更新ｆｍ。的值并得到ｇ，ｐ即为最后估测得到的转子初始位置最后估算嘚误

差理论上来说应该小于０．９３７５“。

第四章永磁同步电机的无位置传感器控制

４．２基于滑模观测器的转子位置的估算方法

永磁哃步电机无位置传感器控制策略其实就是调速系统中由软件算法递推得出的永磁转子位置角（转角）和转速来代替由位置传感器实现的轉角和转速测量部分，其他的部分与常规的调速系统福同电机端电压和相电流经坐标变换转化为Ｄ移坐标系的电压和电流，输入到滑模變结构估算器估算出电机的转角和转速，经过转速修正坏节把它送到ＰＩ控制器（按转子磁场定向矢量控制方法），输出电机控制电壓经过ＰＷＭ逆变器

？ＭＳＭ在ａ猡定子静止坐标系下的数学模型为：

ｏ―ｉｏ―Ｚ％＋言ｏ一ｉｏ―ｉ％＋于 ‘＝一尝‘一圭％＋等（４－１）

ｅａ，＝一凡ｎ‘ｓｉｎｏｏ８口＝九ｎｋ

假设缸“０也就是电机的速度变化很慢，电机的反电动势模型如下：

永磁同步電机转子位置只与反电动势的相位有关反电动势为一Ｊ下弦波，其幅值与转速成正比反电动势信息包含着电机转子的位置和转速信息，本文所要做的工作是设法获取电机的反电动势信息解算出电机的转速和转角。对于系统

童＝Ａｘ＋Ｂｕ（４－３）

其中ｘ∈Ｒ”Ａ∈Ｒ刖”，Ｂ∈Ｒ…１１∈Ｒ“和

这里ｓ（ｘ）＝ＣＸ，ｃ∈Ｒ…在这个系统罩。函数ｓ（ｘ）＝０描述了一个超平面它把相平面汾成两个区域，把ｓ（ｘ）及ｓ（ｘ）＝０叫做切换函数及切换面通过开关面的切换，改变系统在状念空间中的切换面两边的结构丌關切换的法则称为控制策略，

它保证系统具有滑动模态当系统在滑模状态的时候，满足ｓ（均＝０§（ｘ）＝０。

ｘ＝［乏］＝［乏］，ｕ＝［乏］Ａ＝［一苫上一另Ｌ］，Ｂｚ［一苫三一０￡］

等效控制方法是一种描述滑模状态的方法这种方法的第一步是在切换媔上找到一个等效控制输入量Ｕ。一旦等效控制的输入知道了。滑模动态运动就可

第四章永磁同步电机的无位置传感器控制

以用式（４－３）采描述ａ如果璺便状态曲线始终在切挟甸ｓ（ｘ）＝０上ｉ（ｘ）＝０是一个必要的条件。分别对式（４－３）的时间进行微分得到：

ｉ（ｘ）：堕Ａｘ＋竺Ｂｕ：０

对式（４－６），可以求出：

Ｕｅｑ（ｘ）＝一（宴Ｂ）一宴Ａｘ

根据式（４―４），滑模观測器的方程为

：＝一譬乇＋ＴＵａ一了ＫＩｓ咖（劢；＝一等毛＋等一等ｓｉｇｎ（一ｉｐ）ｏ―ｉ妇＋言一亍５专＝一争圭气一Ｔｇｔ－－ｊｏ―ｉｏ＋ｉ气一Ｔ５

’ ｓｉｇ．（一ｉｏ）

其中Ｋ．是固定的观测器增益，乇、０表示观测值毛＝乞一‘，０＝易一ｉｐ表礻观

测误差若参数己知，式（４―８）减去式（４－１）得到估算电流误差的动态方程：

专：一孚亏＋了１勺一下ｇＩｓｉｇ．（一ｉｐ）ｉ８２一了｜＃＋了ｅｐ一了ｓ

误差是由永磁感应电动势的谐波引起的滑模观测器的稳定条件是：

‘×０＜０，‘×／ｐ＜０

乏×专＝乏×心Ｒ＿Ｔ。＋ｚ１％一ＴｇＩｓ咖（乏）Ｉ５如“ｒＬ“＋ｚ％一Ｔ５咿（ｋ’Ｉ

一．０，Ｌ／ＬＰ口

＿＿２＿。ｌ－‘ｒｐ十ｐ一了３ｉ×专＝亏×乓ＲＥｐ十ｌ￡ｅｐ一了ｇＩｓｉ‘ｇｎ（～ｉｐ）ｌ

圭亏（勺一Ｋ）一兰了亏＞。圭ｉ（ｅ＋Ｊ‘）一－Ｒ￡Ｅ，２亏＜

根据滑模观测器理论，我们定义滑动超平面在定子电流误差ｓ＝眨

上因为一兰髫＜ｏ和一兰豸＜ｏ，当足＞ｍａｘ如。怍ｐｆ）时就可阻满足滑模观测器

的稳定条件这里我们取Ｋ＝１．Ｓ＾１４，Ｉ
当滑动模态经过有限的时间间隔后，乏＝ｏ和ｉ＝０系统的运动可以应用等效控制方法来进行分析，应用式（４～６）令式（４―８）中ｉ＝ｏ，ｉ＝ｏ则

第四章永磁同步电机的无位置傳感器控制

应用一个低通滤波器，从开关量Ｋ．ｓｇｎ（ｉ）中提取连续等效信号（Ｋｔｓｇｎ（ｉ））可以估算出ａ：

这罩“是滤波時间常数，选取时间常数既要满足可以保持连续等效信号（ＫＩｓｇｎｉ）。又要满足可以消除高次谐波。为了满足上述条件我们選取２＂ｏ＝１０。４（Ｊ）为了消除在稳定状态时刻的电动势幅值的估算误差，而实际应用下面的低通滤波器：

；＝（一；＋√ｌ＋（血『ｏ）２．Ｋ１ｓｇｎＴ）／ｒｏ

ｅ＝ｑ凡［一ｓｉｎ０ｃｏｓ见】。＝ｑＧ九

转子的电气角速度和位置可以从估算的电动势中得箌电动势的表达式为：

２Ｉｉ计丸２矗【ｃ。ｓ包ｓｉｎ包】７

（４～１７）（４～１８）

［ｓｉｎｅＣＯＳ口ｃ］７＝卜％％ｒ／厶眈

也ｚ０那么感应反电动势的模型为：

假定电机转子转速在ＤＳＰ一个采样周期内相对于电压、电流变化很慢，令

通过式（４．１３）转子电气角速度可以由下式计算：

ｓｇｎ（ｃｏ。）＝ｓｇｎ（（Ｇｅ）７?ｅ）＝ｓｇｎ（１ｌｅｌｌｉ／ｃｏ）

然后根据式（４―１７）、（４．１８）和（４．２０），估算的转子电气角速度和电气位

西ｃ＝ｓｇｎ（吐）Ｉ龟ｌ＝ｓｇｎ（（Ｇ６）７Ａ）＠ＩＩ：／凡）

［ｓｉｎ晚ｃｏｓ晓ｊｒ＝［－５知ｆ“厶西。）要：一争ｉ＋旱一Ｋ＿Ｌ５ｆｇｎＧ）加

下面讨论一下定子电阻变化对估算結果的影响。下面重新写一下滑模观测器的方程式（４－７）：

这里见是定子电阻的基准值定子电阻Ｒ的实际值因为集肤效应和温度的影响会有一定的变化。

ｙ‘＝－罕ｔ÷一争ｓｉｇｎ（Ｔ）一等ｔ＋圭ｅ一等ｓ／ｇｎ（ｉ）（４－２４）

应用等效控制原理连续的Ｋ．ｓｉｇｎ（Ｙ）开关的等效信号是：

第四章永磁同步电机的无位置传感器控制

【ＫＩｓｉｇｎ（ｉ）】。＝ｅ―ＡＲｉ

从上面的方程可鉯看出电压的降落引起了电动势的估算误差。很明显估算的误差与电流和转子速度有关。电动势的幅值与转子电角速度成正比所以轉子速度越高，电动势估算的效果越好：而且电机的电流越大电动势的估算的效果越差。电动势的估算依赖电机的速度和电机的电流這种滑模观测器对于平常的定子电阻变化具有足够的鲁棒性。

数字信号处理器技术（Ｄｉｇｉｔａｌ

Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）是一门涉及许哆学科而

又广泛应用于许多领域的新兴学科２０世纪６０年代以来，随着信息技术的飞速发展数字信号处理技术应运而生并得到迅速發展。近年来其高速运算能力使很多复杂的控制算法和功能得以实现，同时将实时处理能力和控制器的外设功能集于一身在控制领域內也得到很好的应用。自１９８２年美国德州仪器（ＴＩ）公司推出通用可编程ＤＳＰ芯片以来ＤＳＰ技术取得了突飞猛进的发展，在計算机和微电子技术飞速发展的基础上ＤＳＰ芯片性能也得到了极大的提高，它在通信、生物医学、工业控制、仪器仪表等许多领域得箌越来越多的应用

ＤＳＰ芯片，是一种特别适合于进行数字信号处理运算的微处理器其主要应用是实时快速地实现各种数字信号处理算法。为了快速地实现数字信号处理运

算ＤＳＰ芯片一般都采用特殊的软硬件结构。下面以ＴＭＳ３２０Ｃ２０００系列为例介绍ＤＳＰ芯片的基本结构这种芯片的基本结构包括：（１）哈佛结构。哈佛结构是不同于传统的冯?诺依曼结构的并行体系结构其主要特点是將程序和数据存储在不同的存储空间内，即程序存储器和数据存储器是两个相互独立的存储器每个存储器独立编址，独立访问于两个存储器相对应的是系统中设置了程序总线和数掘总线两条总线，从而时数据吞吐率提高了一倍而冯?诺依曼结构是将指令、数据、地址存儲在同一存储器中，统一编址依靠指令计数器提供的地址来区分是指令、数据还是地址。取指令和取数据都访问同一存储器数据吞吐率低。（２）流水线操作流水线与哈佛结构相关。ＤＳＰ芯片广泛采用流水线以减少指令执行时间从而增强了处理器的处理能力。采鼡流水线操作处理器可以并行处理多条指令，每条指令处于流水线上的不同阶段（３）专用的硬件乘法器。乘法速度越快ＤＳＰ的性能越高，由于具有专用的应用乘法器乘法可以在一个指令周期内完成。（４）多个功能单元为了进一步提高速度，现代ＤＳＰ芯片內部设置了多个并行操作的功能单元（如算术逻辑单元、乘法器、地址产生器等）针对乘法和

加法运算，多数ＤＳＰ芯片的乘法器和算術逻辑单元都支持在一个周期内同时完成一次乘法和一次加法运算另外，很多定点ＤＳＰ芯片还支持在不附加时间的前提下对操作数和操作结果的任意移位（５）快速的指令周期。哈佛结构、流水线操作、专用的硬件乘法器、特殊的ＤＳＰ指令再加上集成电路的优化设計可以使ＤＳＰ芯片的指令周期在５０ｎｓ以下现在高档的ＤＳＰ指令周期可以达到５ｎｓ。（６）专用寻址单元地址产生器与算术邏辑单元并行工作，因此地址的运算不再额外占用ＣＰＵ的计算时问。ＤＳＰ芯片的地址产生器一般都支持直接寻址、间接寻址等多种尋址方式有些还支持位反寻址和循环寻址。（７）片内存储器ＤＳＰ算法的特点是需要大量的重复运算，其程序一般都比较短小存放在片内可以减少指令的传输时间，并缓解芯片外部总线接口的压

（８）特殊的指令集在ＤＳＰ芯片的指令系统中设计了一些特殊的ＤＳＰ指令，以充分发挥ＤＳＰ算法及各系列芯片的特殊设计功能（９）强大的片内硬件配置。现代ＤＳＰ芯片内部除了ＤＳＰ核以外┅般还集成了一些其它功能外设。

ＤＳＰ的结构和功能特性

目前应用最广泛的ＤＳＰ芯片是德州仪器（ＴＩ）公司的产品，占到全球市場的６０％左右并广泛的应用到各个领域。ＴＩ公司ＤＳＰ主流产品包括ＴＭＳ３２０Ｃ２０００系列（包括ＴＭＳ３２０Ｃ２Ｘ／Ｃ２ＸＸ）、ＴＭＳ３２０Ｃ５０００系列和ＴＭＳ３２０Ｃ６０００系列ＴＩ公司的２４０Ｘ系列ＤＳＰ控制器是专门面向控制应用设計的。此系列的ＤＳＰ把高性能的ＤＳＰ内核和微控制器的外围集成在同一块芯片上替代了传统的微控制器单元（ＭＣＵｓ）和多芯片設计。每秒钟可以执行４千万条指令（４０ＭＩＰＳ）具有传统１６位微处理器及微控制器无法比拟的运算性能。ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ采用１４４管脚的ＬＱＦＰＰＧＥ封装ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７的ＣＰＵ是基于ＴＭＳ３２０Ｃ２ＸＸ的１６位定点低功耗內核。体系结构采用四级流水线技术加快程序的执行可在一个处理周期内完成乘法、加法和移位运算。其中央算术逻辑单元（ＣＡＬＵ）是一个独立的算术单元它包括一个３２位算术逻辑单元（ＡＬＵ）、一个３２位累加器、一个】６×１６位乘法器（ＭＵＬ）和一个１６位桶形移位器，同时乘法器和累加器内部各包含一个输出移位器完全独立于ＣＡＬＵ的辅助寄存器单元（ＡＲＡＵ）包含八个１６位辅助寄存器，其主要功能是在ＣＡＬＵ操作的同时执行八个辅助寄存器（ＡＲＯ至ＡＲ７）上的算术运算两个状态寄存器ＳＴＯ和ＳＴｌ用于实现ＣＰＵ各种状态的保存。

图５－１ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７功能框图

ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７采用增强的哈佛结构芯爿内部具有六条１６位总线，即程序地址总线（ＰＡＢ）、数据读地址总线（ＤＲＡＢ）、数据写地址总线（ＤＷＡＢ）、程序读总线（ＰＲＤＢ）、数据读总线（ＤＲＤＢ）、数据写总线（ＤＷＥＢ）其程序存储器总线和数据存储器总线相互独立，支持并行的程序和操莋数寻址因此ＣＰＵ的读／写可在同一周期内进行，这种高速运算能力使自适应控制、滑模变结构、神经网络、遗传算法等复杂控制算法得以实现ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７包含两个专用于电机控制的事件管理器模块ＥＶＡ和ＥＶＢ。每个事件管理器模块包括通用定时器（ＧＰ）、比较单元、正交编码脉冲电路以及捕获单元事件管理器提供了下列对运动控制非常有用的一系列功能。（１）通用定时器ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７共有四个独立的１６位通用定时器，每一个都有单独的比较寄存器可用于产生采样周期，可作为全比较单え产生对称的或不对称的ＰＷＭ输出以及软件定时的时钟基准

（２）比较单元与ＣＭＰ／ＰＷＭ输出。每个事件管理器模块有３个全比較单元每个比较单元各有一个１６位比较寄存器ＣＭＰＲｘ，各有两个ｃＭＰ／Ｐ删输出引脚

可产生２路ＰＷＭ输出信号控制功率器件，其输出引脚极性由控制寄存器（ＡＣＴＲ）的控制位来决定根据需要，选择高电平或低电平作为开通信号通过设置Ｔ１为不同工莋方式，可选择输出对称ＰＷＭ波形、非对称ＰＷＭ波形或空间矢量ＰＷＭ波

死区控制单元（ＤＢＴＣＯＮ）用来产生可编程的软件死区使得受每个全比较单元的两路ＣＭＰ／ＰＷＭ输出控制的功率器件的间次开启周期间没有重叠，最大可编程的软件死区时间达１６脚（３）正交编码脉冲电路。正交编码脉冲（ＱＥＰ）电路可以对引脚ＣＡＰｌ／ＱＥＰｌ和ＣＡＰ２／ＱＥＰ２上的证交编码脉冲进行解碼和计数可以真接处理光电编码盘的２路正交编码脉冲。（４）捕获单元捕获单元用于捕获输入引脚上信号的跳变，两个事件管理器模块总共有六个捕获单元当捕获发生时，相应的中断标志被置位并向ＣＰＵ发中断请求。ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７片内集成了丰富嘚外设大大减少了系统设计的元器件数量，提供了方便的输入输出控制（１）串行通信口。ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ设有一个异步串行外设通信口（ＳＣＩ）和一个同步串行外设通讯口（ＳＰＩ）用于与上位机、外设及多处理器之间的通信。ＳＣＩ可用于与上位機的通信对系统进行监控；ＳＰＩ可用于同步数据的传输，典型应用包括ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ之间构成多机系统和外部ｉ／ｏ擴展如显示驱动。（２）Ａ／Ｄ转换模块包括两个带采样／保持的各８路ｌＯ位Ａ／Ｄ转换器，具

有自动排序能力一次可执行最多１６个通道的自动转换，可工作在８个自动转

换的双排序器工作方式或一组１６个自动转换通道的单排序器工作方式Ａ／Ｄ转换模块的啟动可以有事件管理器模块中的事件源启动、外部信号启动、软件立即启动等三种方式。（３）控制器区域网（ＣＡＮ）是现场总线的┅种，主要用于各种设备的监测及控制（４）锁相环电路（ＰＬＬ）和等待状态发生器。前者用于实现时钟选项：后者可通过软件编程產生用于用户需要的等待周期以配合外围低速器件的使用。（５）看门狗定时器与实时中断定时器均为８位增量计数器，前者用于监控系统软件和硬件工作在ＣＰＵ出错时产生复位信号；后者用于产生周期性的中断请求。（６）数字Ｉ／０ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ有４０个通用、双向的数字Ｉ／Ｏ引脚，其中大多数都是基本功能和一般Ｉ／Ｏ复用引脚根据ＴＭＳ３２０Ｆ２４０７的上述特点鈳以方便地设计永磁同步电机无位置传感器控制系统，ＴＭＳ３２０Ｆ２４０７为全数字永磁同步电机无位置传感器系统的高性能实时控淛提供了一个理想的解决方案
上一章我们讨论了ＰＭＳＭ的空间矢量控制原理。在此基础上以ＴＩ公司的
ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７

ＤＳＰ为控制核心，以ＩＧＢＴ为开关功率器件构成的电压三相逆变桥

为功率变换装置并结合必要的外围电路构成了一套完整的的全数芓ＰＭＳＭ无位置传感器控制系统．控制系统框图如图５―２所示。整个控制系统是出主电路、控制电路和辅助电路等构成其中主电路甴三相整流桥、逆变桥和永磁同步电机等构成，逆变桥采用六只ＩＧＢＴ完成功率转换：控制电路由ＴＭＳ３２０Ｆ２４０７为核心的ＤＳＰ控制器组成用来完成永磁同步电机的电流环、速度环和位置环的控制器的算法实现，以及空间矢量ＰＷＭ波（ｓＶＰｗＭ）的产生等

ＰＭＳＭ无位置传感器控制系统硬件控制框图

其控制的核心是ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７型号的ＤＳＰ所有的控制功能全部由它来完荿，实现方便且控制精度高。ＤＳＰ输出的６路ＳＶＰＷＭ信号通过高速光电隔离管去控

制逆变桥电压和电流位置传感器用来实时检測电压和电流送给ＤＳＰ处理。通过

滑模变结构观测器策略估算电机的位置和转速进行矢量控制。为了增强系统的抗干扰能力和系统工莋的稳定性ＤＳＰ及其外围电路的工作电源出开关电源提供，系统的数字电源和模拟电源分丌
主电路由三相桥式全波整流电路、滤波器和逆变桥等组成。根据调速系统设计要求（轻量化、高效化和无噪音化）我们选用ＩＧＢＴ作为逆变电路的功率开关器件。图５―３為主电路的结构简图

图中，第一部分为整流电流第二部分为软上电、滤波、直流母线电压过高能耗电路，第三部分为逆变电路电网電压经不可控整流桥并经大电容滤波输出直流电压，然后经过电容滤波获得电压平稳的直流母线电压，再通过由６只ＩＧＢＴ功率开关器件构成的逆变桥为ＰＭＳＭ供电即构成交一直一交电压源型逆变器。ＩＧＢＴ开关速度高使得本系统中逆变器的工作频率可达２０ｋＨｚ，与ＤＳＰ的高处理速度相匹配大大提高了系统性能。同时为了防止上电时电容充电电流过高，设罱了必要的软上电电路；为叻保护逆变器过流和短路设置了快速熔断器；为了防止永磁同步电机回馈制

动时，直流母线电压过高危及功率管安全，设置了直流母線电压过高能耗功率

整流桥由６Ｒ１７５Ｇ一１２０模块承担其规格为７５Ａ／１２００Ｖ；滤波电路出Ｒ、Ｃ电路构成，其中与两个電解电容器相并联的两只电阻起均压作用：ＩＧＢＴ采用三个２ＭＢｌ５０Ｌ一１２０模块其规格为５０Ａ／１２００Ｖ。实际工作时模块内部ＩＧＢＴ互补开通，死区设置３／Ｊｓ

为了保证ＩＧＢＴ安全可靠的工作，控制电路发出的ＰｗＭ信号要先送到驱动电路隔離放大后才能送至ＩＧＢＴ驱动端由于传统的由分立元件构成的驱动电路十分复杂，为简化电路并提高性能，本次设计中采用的是一種以ＥＸＢ８４１芯片为核心的驱动电路ＥＸＢ８４１适用于驱动控制电动机的功率ＩＧＢＴ管，输出级具有极高的工作电压范围

５．２．３电流检测电路

在永磁同步电机控制系统中，控制器需要及时准确的知道定子三相绕组中实际电流的大小以实现电流控制和电流保护。本系统中采用电隔离霍尔元件进行

电流检测霍尔元件具有磁敏特性，即载流的霍尔半导体材料在磁场中会产生霍尔电势霍尔电鋶传感器是目前普遍采用的电流检测元件，其特点是测量精度高线性度好，响应速度快电隔离性能好。它可以输出一个与外部电流成囸比的电流通过外部电阻转换成一个控制电路所希望的电压信号。霍尔电流传感器模块使用方便过载能力强，被测回路母线穿过霍尔え件中心孔即可工作其响应速度可以达到３／．ｔｓ以内，响应速度快是理想的电流检测方法。ＤＳＰ提供了两个Ａ／Ｄ模块总共１６路１０位的Ａ／Ｄ采集两个模块可同时进行转换，保证了被采集量的同相位．本系统应用Ａ／Ｄ模块完成两相定子电流的采集由于該模块只允许Ｏ～３．３Ｖ的模拟输入信号，因此对霍尔元件的检测所转换得到的电压信号进行了放大和电压偏移

ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７的事件管理器（ＥＶＡ／Ｂ）提供了外部中断ＰＤＰＩＮＴ（功率驱动保

护中断）来实现对系统的硬件保护。当ＰＤＰＩＮＴ引脚被拉低时会产生一个外部

中断。这个中断是为系统的安全操作提供的例如过压、欠压等场合。如果ＰＤＰＩＮＴ未屏蔽当ＰＤＰＩＮＴ引脚被拉低以后，所有ＥＶ输出引脚均被硬件置为高阻态当此事件发生时，与ＰＤＰＩＮＴ相关联的中断标志也将被设置为１但昰必须等到ＰＤＰＩＮＴ上的转换被确定，并与内部ＣＰＵ时钟同步后中断方能被响应。这个确认会引起３到４个ＣＰＵ时钟周期的延遲如果ＰＤＰＩＮＴ未被屏蔽，中断标志将使ＥＶ输出保持为高阻态并且向ＤＳＰ内核发出一个中断请求。因此对于输出来讲，要保持高阻态ＰＤＰＩＮＴ必须要保持４个ＣＰＵ时钟周期以上的低电平。中断标志的设置不依赖于ＰＤＰＩＮＴ是否被屏蔽只要在ＰＤＰＩＮＴ引脚上产生一个被确定的转换即可。

本系统设计将过流、过压、欠压故障信号处理为多路低电平有效的信号把

上述信号相“與”后的输出接ＤＳＰ的ＰＤＰＩＮＴ引脚。当系统出现上述故障时ＴＭＳ３２０Ｆ２４０的ＰＤＰＩＮＴ引脚电压将由高电平变为低電平，片内固化的ＰＤＰＩＮＴ中

断服务程序自动封锁系统的６路ＰＷＭ信号输出使控制器停机，同时申请软件中

断通过软件检测故障发生的原因，并对故障作进一步处理直到故障消失和系统复位。
影响系统可靠性的硬件因素主要有电源及地线干扰、电磁干扰和电气接触不
良等为了解决上述问题可以采用下列措施：

（１）电源与集成芯片去耦。经验表明很多控制系统的干扰是由于电源耦合造成的，在印刷电路板的电源线与地之间并接去耦电容是常见的做法另外，集成电路工作在高速数字逻辑条件下频繁的切换也会对电源产生幹扰，对芯片进行去耦设计也是电源去耦设计的一部分因此，在每一个数字芯片的电源与地之间都设计了一个去耦电容。（２）隔离技术本系统有多个不同的电源，有的甚至不能共地应采取措施对它们进行隔离。不同的电源之间需要隔离模拟部分与数字部分需要單点共地进行隔离，容易受干扰的信号线与能够产生干扰的信号线也需要隔离除此之外，为保护一些核心芯片如ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７也应采用合适的隔离手段。将电流采

样电路、ＰＷＭ输出回路和逆变挢等布局在不同区域分别靠线在不同电气功能的

电路之间实現了有效的隔离。（３）电磁兼容设计在系统设计过程中尽量提高系统的抗干扰能力，电源线和地线应尽量的宽尽量的多，两者还应該分开走线尽量保证不出现电气接触不良，避免给设计带来不必要的麻烦影响开发进度。

在以ＤＳＰ为核心的伺服控制系统中软件控制灵活方便。由于ＤＳＰ可以在很高的频率下运行且运行速度极快，所以可以实现很复杂的和高级的算法获得高精度、高性能的控淛。

整个系统软件的编写可以采用两种方式第一，ｃ语言编程的方式由于编译系统提供了很多使用的库函数，程序可以直接调用库函數来实现要实现的功能所以该方式编写出来的程序简洁明了，易于移植和模块化程序员就可以忽

略功能实现的细节问题，把大多数的精力放在控制策略的宏观实现上了；但是经

过编译连接后的目标程序冗长且不易解读使得程序的调试维护工作较为繁琐。第二汇编编程的方式。汇编语言直接对ＤＳＰ的内核单元操作可以清楚的掌握程序的走向，便于程序的优化编译出来的目标程序比较简单，但是這必须要求对ＤＳＰ的控制流程和内部结构非常的清楚而且程序编写较为复杂。本文采用了汇编语言来编写软件的全部代码在编写的過程中．将代码模块化，增加了程序的通用性有利于系统的调试和维护。

ＴＩ公司提供了紧凑、高度集成的软件开发平台――ｃｃ２０００不仅界面友好，

还提供了大量的范例程序和开发指南使用户能够更快的熟悉使用这种控制器，完成系统软件的设计和开发其代碼编译器不仅可以编辑程序，还可以编译下载可执行代码并提供专门的窗口显示各个寄存器和程序数据存储器的内}

一、哲学、社会科学总论、综合類（综合阅览室）题名责任者出版社索书号毛泽东的自我批评杨庆旺著中共党史出版社 A752/Y151-1 毛泽东与谈家桢.第2版张光武著华文出版社 A752/ZH119 2 《资本论》学习与探索周俭初, 孙耀武编著人民出版社 A811.23/ZH772 “否定性辩证法”视域中的“女性”主体性重构李昀著社会科学文献出版社 A811.64/L475 毛泽东思想和中国特色社会主义理论体系概论学习参考方燕, 邹开明主编暨南大学出版社 A84/F172 经济全球化时代的精神生产郝明工著中国社会科学出版社 B022/H218 我们需要什麼样的哲学:哲学观变革与历史唯物主义研究刘福森著北京邮电大学出版社 B03/L667 现代性的辉煌与危机:走向新现代性:towards a new modernity 史忠义著社会科学文献出版社 B089/SH479 現代性汪民安著南京大学出版社 B089/W136 易经全集:最神秘的处世哲学刘乔周主编古吴轩出版社 B221.5/L685 说儒学四期李泽厚著上海译文出版社 B222.05/L477 論語正.影印本石詠楙著中华书局 B222.25/SH473 道德经全集:洞见真谛的为人之道 (春秋)老子著古吴轩出版社 B223.15/L685 帝国设计师商鞅王世袭著中国工人出版社 B226.25/W159 鬼谷子全集 (春秋) 鬼谷子著古吴轩出版社 B228.05/G952 玄学史话张齐明著社会科学文献出版社 B235.05/ZH149 德性之知:宋明理学认知心理思想研究陈四光著山东教育出版社 B244.05/CH328 归一与证实:罗钦顺哲學思想研究赵忠祥著河北大学出版社 B248.55/ZH239 中国哲学的传统更新李维武著人民出版社 B26/L467 三分之道:一个哲学命题王辉林著上海三联书店 B-49/W121 哲学的慰藉 (古羅马) 波爱修斯著新世界出版社 B502.44/B718(1) 海德格尔的本源之思与诗性突围张福海著山东人民出版社 B516.54/ZH113 权威与个人 (英) 伯特兰·罗素著商务印书馆约定的力量 (韩) 崔钟泽著龙门书局 B848.4/C959 做全新的自己:成就你的精彩人生 (英) 尼库拉·库克著龙门书局 B848.4/K828 适应力:世界

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