如何确定有源低通滤波电路中电阻与电容的值_百度知道
如何确定有源低通滤波电路中电阻与电容的值
本人想做一个二阶有源电路低通滤波电路，但是不知道如何确定电路中的电阻与电容的值，请高手给予指点，谢谢
只能尽量逼近理想特性，常用的逼近方法有巴特沃兹（Butterworth）最大平坦响应和切比雪夫（C h e b y s h e v ）等波动响应。切比雪夫滤波电路的截止频率处衰减快，但通带里有较大波动。在不允许通带里有较大波动的情况下。3。心电放大器模拟部分如下图所示：确定心电放大器的性能指标 (1) 人体心电信号幅度一般在50μV～5 mV ，低漂移.1。电路图如下、 30HZ二阶巴特沃兹低通滤波电路要求所测的信号的频率范围为0～30HZ，要求低通滤波器在0～30Hz平坦特性比较好。巴特沃兹低通滤波器具有最大平坦特性。选用二阶巴特沃兹低通滤波器的各元器件的参数如下：C1=C1=0.1?，经过第一级三运放放大电路放大后的电压也只是几十毫伏。两级总的放大倍数为5倍.=100KM,R1、电容组成低通有源滤波器,从体表获得的心电信号经集成运放CF318 构成的前置放大器放大后,再经滤波处理、 电路要求共模抑制比为60dB,然后进入ADC 进行模数转换,送记录仪或液晶显示。因此一高阻抗,该电路具有较高的输出阻抗,所以后级放大采用了同相放大电路,该级差模增益为2倍 ，因为在该处要形成一组大小相等，相位相反的差模电压，如果电阻阻值较低或者精度较低都会产生较大的误差，经过集成运放放大后的误差更大。因此可以选金属膜电阻器RJ型阻值为30M的高精度电阻。2、 心电信号的大小大约在50?，从而影响的本来就很微弱的心电信号的测量心电放大器一。 (2)三运放放大电路。测量方法：将两输入端接在一起和一个电压为Vi的输入信号相接,
= =100k时，　Vo=-5Vi该放大器第一级是具有深度电压串联负反馈的电路，组成差分式电路以后?F,为了减轻微弱心电信号源的负载,要求放大器的差模输入阻抗大于10 MΩ;(4) 人体相当于一个导体,将接收空间电磁场的各种干扰信号,它们对放大器来说相当于共模信号,因此放大器的共模抑制比为60dB.
三。4，取Rf k， 由于在滤波电路中采用了RC 低通滤波电路,Rf=R1=100K.由于1?。（4）反向比例放大电路，整体要求整个电路的放大倍数为100左右，电压较低，因此功率不会超过一般电阻的额定功率。因此一般的电阻都能够满足要求.可以取R1=R2=10K，Rf=51K、心电放大器基本原理心电放大器即心电图( Electrocardiogram) 信号放大器。将Ag2AgCI 电极贴在病人左臂、右臂和大腿上、高增益的放大器是准确获取心电信号的关键、 在三运算放大电路中，前面的两个分压电阻阻值应比较大且精度较高，只能通过测量的方法测出共摸电压增益:(1)采用多级集成运放实现差模电压的高增益，技术指标如下：2.1.1差模放大倍数AVD=100。2;(2) 信号的频率范围(通频带) 一般为0-30Hz;(3) 人体内阻，所以它的输入电阻很高。如选用相同特性的运放、 本电路要求共模抑制比大于60dB，第1 级:A1 、A2 及相应电阻构成前置放大器。第二级采用差分式放大电路实现信号放大,故在滤波电路中，为了在通带范围内可得到最平坦的幅频曲线：用集成运算放大器A5构成的反向比例放大电路，其阻值为0～10KΩ，将输入端短接、检测电极与皮肤的接触电阻为信号源内阻,阻值一般为几十kΩ ,从而保证整个电路放大倍数为125倍左右、 对于含有集成运放的电路，都必须要考虑调零的问题，而对于测量心电信号这样的小信号，调零的必要性显得尤为重要。其电路图如下： 对于这个电路，其放大倍数为AV=Rf/R1，选择Butterworth 型二阶低通滤波电路， R=5.1K;(5) 要求具有低噪声和低漂移特性，取标称值为51k，获得的放大倍数为 ，为保证放大倍数A=2,采取低通滤波滤出30Hz 以上的信号,这样就能滤除30Hz以上的干扰信号。因此采用集成运放A4 及电阻，应为该电路的输入电阻比较大可以直接接在滤波电路后面?V～5mV左右，测量输出端的电压VO，可以得到AVC=VO&#47。微小信号的放大　　方案设计?F以上的电容大都为电解电容，滤波效果不好，而100pF以下的电容容易产生分布电容，因此这里选用CT4型号的中的0.1??F的无机介质电容，它的工作电压为40～100V，温度范围-25～85度，完全满足该电路的设计需要。对电阻的要求不是很高，可以选用最常用的碳膜电阻RT型。;Vi，计算出共摸抑制比.4阻带截止深度40dB：由于输入阻抗、共模抑制比和噪声主要取决于前级,因此输入级采用集成运放CF318构成前置放大器,该运放能实现高输入阻抗和低噪声。该放大电路分两级： 该电路输出特性为，温度系数小; 2.1.2共模抑制60dB;2.1.3通频带0~30Hz，则它们的共模输出电压和飘移电压也都相等、器材选择1，调节电位器。6，可以互相抵消，所以它有很强的共模抑制能力和较小的输出飘移电压，同时该电路可以有较高的差模电压增益。（3）二阶巴特沃兹低通滤波放大电路：具有理想特性的滤波器上很难实现的。为满足带宽要求该低通滤波器由C 、R10 构成。调零方法：在1脚和5脚之间加一个调零电位器. 它结构简单，带内纹波小，滤波效率高。由于50 Hz的干扰信号较强，使输出电压为零即可,因此,要求放大器的差模电压增益为100左右。另外,由于该滤波器的特性参数对元器件的精度很敏感,因此在设计中需用精密的阻容元件来获得较好的效果。电路原理图如图2 所示。二阶低通滤波器的传递函数
其中， ,等效品质因数Q=1/(3-A),特征角频率
截止频率f=30Hz,C=0.1uF, ，计算得R=53.1k，KCMR=|AVD&#47.=100K.可以选用碳膜电阻RT型，因此此级放大电路的放大倍数约为5～6倍才能满足设计要求,上限频率为f H = 30Hz。如下所示： 四,且各级增益均衡分配。（5）将以上三个电路合在一起就组成整个电路的电路图，输入电阻大等特点，综合考虑可以选用CF318集成运放。对于集成运放CF318，其各脚功能如下：1，5既可以是调零又可以是相位补偿，2为反相输入端，3为同相输入端，4为负电源，7为正电源，6为输出端，8也是相位补偿。因此用CF318可以直接在1和5之间外接一个电位器对运放以及整个电路进行调零。5;AVC|，此电路无法直接计算出共模电压增益、设计目的 1.1学习三运放电路工作原理与设计方法;1.2 学习差模信号与共模信号;1.3熟悉巴特沃兹低通滤波器的设计。二、设计内容与要求2，测量输出端电压.1设计心电放大电路,属于微弱信号,放大器输出信号一般在- 5～ + 5V ： 当 =100k,
=k=51k，具有高精度
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可变带宽模拟有源低通滤波器的设计
东南大学 硕士学位论文 可变带宽模拟有源低通滤波器的设计 姓名：程顾 申请学位级别：硕士 专业：微电子学与固体电子学 指导教师：胡晨
摘要摘要个人通信系统和数字卫星电视广播的迅猛发展，对重量轻、体积小、功耗低、成本小的收发器 的需求迅速增加，零中频接收器结构重新得到密切关注。零中频结构简单，无需外部滤波器，信号 处理都由集成在片上的滤波器完成，因此射频前端系统中有源集成滤波器的设计就显得十分重要。 论文实现了一个可应用于数字卫星电视零中频接收机调谐芯片中的可变带宽低通滤波器。论文 总结并分析了有源ＲＣ，ＭＯＳＦＥＴＣ，ＭＯＳＦＥＴ－ＲＣ，Ｇｍ．Ｃ（跨导放大器一电容）等多种滤波器类型的 优缺点，结合数字卫星电视调谐芯片的具体要求，设计了一款七阶巴特沃兹型Ｇｍ．Ｃ低通滤波器； 在研究了工艺容差和器件老化引起滤波器频率特性不稳定的问题后，论文比较了多种用于频率稳定 的方法，设计了一个频率自动调谐电路来保证低通滤波器频率特性的稳定：由于接收机调谐芯片将 应用于不同的场合，要求低通滤波器．３ｄＢ带宽可变，论文在比较了近年来改变滤波器带宽的几种方 法后，设计了一个可用于Ｇｍ．Ｃ低通滤波器的带宽可变控制电路。 采用捷智半导体（ＪＡＺＺ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）公司０．３５Ｉ．ｔｍＳｉＧｅＢｉＣＭＯＳ工艺设计了电路和版图。仿真结果表明，该滤波器的．３ｄＢ带宽可在４ＭＨｚ～３２ＭＨｚ之间变换，动态范围约为５０ｄＢ，总谐波失 真在０．５％左右，该滤波器在工作电压为５Ｖ情况下，功耗在２０ｍＷ～９０ｍＷ之间。该滤波器的各项 性能均可以满足系统的指标要求。 关键词；自动频率调谐；Ｇｍ－Ｃ；可变带宽；ＳｉＧｅ ＢｉＣＭＯＳＡｂｓｔｒａｃｔＡｂｓｔｒａｃｔＡｓ ｔｈｅ ｆｕｒｔｈｅｒ ｐｏｐｕｌａｒｉｔｙ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ，ｔｈｅ ｃｈｉｐ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｔｈｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｈａｓ ｂｅｅｎ ｍｏｒｅ ａｎｄ ｍｏｒｅ ｃｏｎｃｅｒｎｅｄ．Ｔｈｅ ｔｈｉｒｓｔｙ ｆｏｒ ｌｏｗ－ｃｏｓｔ，ｌｏｗ－ｐｏｗｅｒ，ｈｉｇｈ?ｌｅｖｅｌ―ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ａｎｄｈｉｇｈ―ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ ｍａｋｅｓｄｉｒｅｃｔ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ（Ｚｅｒｏ―ＩＦ）ｔｏｐｏｌｏｇｙ ａｔｔｒａｃｔｉｖｅ．ＴｈｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＺｅｒｏ－ＩＦ ｓｙｓｔｅｍ ｉｓｓｉｍｐｌｅ，ａｎｄｉｔ ｄｏｅｓｎ’ｔ ｎｅｅｄ ａｎｙ ｏｕｔ－ｃｈｉｐｆｉｌｔｅｒｓ．Ｔｈｅ ｓｉｇｎａｌｉｍｐｏｒｔａｎｔ．ｉｓ ｐｒｏｃｅｓｓｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｏｎ－ｃｈｉｐｆｉｌｔｅｒｓ，ＳＯ ｔｈｅ ａｃｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｄｅｓｉｇｎｉｎ ｔｈｅ ＲＦ ｆｒｏｎｔ－ｅｎｄ ｓｙｓｔｅｍ ｉｓ ｖｅｒｙＡ ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ ｗｉｔｈ ｖａｒｉａｂｌｅ ｐａｓｓｂａｎｄ ｗｉｄｔｈ ｕｓｅｄ ｉｎ ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ＤＶＢ?Ｓ ｔｕｎｅｒ Ｗａｓ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ ｔｏ ｔｈｅ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｄｉｒｅｃｔ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ｔｕｎｅｒ，ｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓａｎｄ ｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓｄｉｓｃｕｓｓｅｄ ａｎｄａｏｆｍａｎｙｆｉｌｔｅｒ ｔｙｐｅｓ ｓｕｃｈ雏ａｃｔｉｖｅ ＲＣ，ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ，ＭＯＳＦＥＴ－ＲＣ ａｎｄ Ｇｍ－Ｃ ｗｅｒｅｓｅｖｅｎ―ｏｒｄｅｒ ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ ｌｏｗｐａｓｓ Ｇｍ－Ｃ ｆｉｌｔｅｒ Ｗａｓ ｄｅｖｅｌｏｐｅｄ．Ａｆｔｅｒ ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ，ｓｅｖｅｒａｌａｎａｌｙｚｉｎｇｔｈｅ ｐｒｏｂｌｅｍ ｔｕｎｉｎｇｏｆ ｔｈｅ ｆｉｌｔｅｒ’Ｓ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ｉｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｗｅｒｅ ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ ａｎｄａｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｕｔｏｍａｔｉｃｔｕｎｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｔｕｎｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗａｓｇｉｖｅｎ．ＴｈｅＷａｓ ｕｓｅｄ ｉｎｓｅｖｅｒａｌ ｓｉｔｕａｔｉｏｎｓ，ＳＯ ｔｈｅ ｆｉｌｔｅｒ’Ｓ ｐａｓｓｂａｎｄ ｗｉｄｔｈ ｓｈｏｕｌｄ ｂｅ ｔｕｎａｂｌｅ．Ａｆｔｅｒ ａｎａｌｙｚｉｎｇ ｓｅｖｅｒａｌ ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒｖａｒｉｎｇ ｔｈｅ ｆｉｌｔｅｒ’Ｓｐａｓｓｂａｎｄｗｉｄｔｈ，ａ ｃｉｒｃｕｉｔ Ｗａｓ ｉｎｔｒｏｕｄｕｃｅｄ ｔｏ ｒｅａｌｉｚｅ ｔｈｅ ｖａｒｉａｂｌｅ ｐａｓｓｂａｎｄ ｗｉｄｔｈ ｏｆ ｔｈｅｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ．Ｂａｓｅｄ０１１ｔｈｅ ＪＡＺＺ ０．３５ｔａｍ ＳｉＧｅ ＢｉＣＭＯＳｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗｅｄ ｇｏｏｄｄｅｓｉｇｎｐｒｏｃｅｓｓ，ｂｏｔｈｔｈｅ ｓｃｈｅｍａｔｉｃ ａｎｄ ｌａｙｏｕｔ ｗｅｒｅ４］ＶＩＨｚ ｔｏ ｆｒｏｍａｄｅｓｉｇｎｅｄ．Ｔｈｅ ３２ＭＨｚ．Ｔｈｅｄｙｎａｍｉｃｒａｎｇｅ Ｗａｓｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ．Ｔｈｅ ｐａｓｓｂａｎｄ ｗｉｄｔｈ ｖａｒｉｅｄ ｆｒｏｍ ５０ｄＢ．Ｔｈｅ ＴＨＤ ｗａｓ Ｏ．５％．Ｔｈｅ ｆｉｌｔｅｒ ｄｒｅｗ ２０ｍＷ ｔｏ ９０ ｍＷ５Ｖｓｕｐｐｌｙ ｖｏｌｔａｇｅ．Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｔｕｎｉｎｇ；Ｇｍ－Ｃ；ｖａｒｉａｂｌｅ ｐａｓｓｂａｎｄ；ＳｉＧｅ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙＩＩ东南大学学位论文独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。研究生签名：趣日期：东南大学学位论文使用授权声明东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布（包括刊登）论文的全部或部分内容。论文的公布（包括刊登）授权东南大学研究生院办理。研究生签名：生熟导师签名：日期：第１章绪论第１章绪论１．１课题背景世界通信与信息技术的迅猛发展将引发整个电视广播产业链的变革，数字电视是这一变革中的 关键环节。伴随着电视广播的全面数字化，传统的电视媒体将在技术、功能上逐步与信息、通信领 域的其它手段相互融合，从而形成全新的、庞大的数字电视产业。这一新兴产业已经引起广泛的关 注，各发达国家根据自己的国情，已分别制定出由模拟电视向数字电视过渡的方案和产业目标，数 字电视已成为时代的主流。 数字电视（ＤＴＶ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）指电视信号的处理、传输、发射和接收过程中使用数字信 号的电视系统或电视设备。由电视台送出的图像及声音信号，经数字压缩和数字调制后，形成数字 电视信号，经过卫星、地面无线广播或有线电缆等方式传送，由数字电视接收后，通过数字解调和 数字视音频解码处理还原出原来的图像及伴音。因为全过程均采用数字技术处理，因此信号损失小， 接收效果好。与传统的模拟电视相比，数字电视在图像和声音质量两面都有重大改进。在数字电视 发展中，数字视频广播ＤＶＢ（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｅａｓｔｉｎｇ）带１］式已经在欧洲、俄罗斯、印度、新加坡、韩国和澳大利距等国广泛采用，事实证明这是一种成熟的数字电视制式。根据传输功能的不同，ＤＶＢ包括：卫星广播系统（ＤＶＢ．Ｓ：ＤＶＢ．Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ）、有线电视广播系统（ｏｖａ．Ｃ：ＤＶＢ．Ｃａｂｌｅ）、地面电视广播系统（ＤＶＢ．Ｔ．ＤＶＢ．Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）以及卫星共用天线系统（ＤＷ．ｃｓ）和多点视频传输系统（ＭＶＤＳ）等传输系统方式。 在过去短短十年内，数字电视和手机等个人通信系统的迅猛发展使得无线的概念被广泛应用和 接受。无线通信在社会生活中扮演了越来越重要的角色。因此，对重量轻、体积小、功耗低、成本 低的射频集成电路产品需求迅速增加。而提高射频前端的电路集成度和减小该部分的功耗无疑是满 足上述需求的重要途径。 但是对于超外差接收机来说，至少有两个元件是到目前为止无法集成到芯片上去的，这就是它 的镜像抑制滤波器和信道选择滤波器。不仅如此，为了提高选择性，信道选择还可能用到一些较为 昂贵的器件如声表面波（ＳＡＷ）滤波器。镜像抑制滤波器通常用外部的无源部件实现，这进一步要求 前级，也就是低噪声放大器（ＬＮＡ）去驱动滤波器５０Ｑ的输入电阻，这不可避免的会在放大器的增 益、噪声系数、稳定性和功耗之间提出更加严重的权衡考虑问题【ｌｌ。另外，超外差接收机如果采用 双中频下变频或者ｗｅａｖｅｒ等镜像抑制结构，至少需要４个混频器，结构复杂，功耗大而且不利于集 成。相比较而言，零中频接收机不存在镜像频率问题且只需用基带低通滤波器来选择信道，而低通 滤波器的集成技术已经很成熟，即使集成有困难，也可以用廉价的电容和电感来实现。零中频接收 机避免了片外镜像抑制滤波器的使用，可以只用极少的片外元件而达到极高的集成度。如图１．１所 示，零中频接收机结构简单，仅需２个混频器，而且大部分的滤波和放大在基带进行，大大减小了 功耗和成本，有效解决了直流偏移问题后，零中频结构将占有绝对优势１２Ｊ。近年来，零中频结构以其突出优势受到青睐，成为目前接收机研究热点。由于零中频接收机相比超外差接收机来说，不需 要片外的镜像抑制滤波器和信道选择滤波器，使用片内集成的有源滤波器就可以实现，因此零中频结构接收机系统中射频前端里的集成滤波器的设计就显得十分重要。东南大学硕士学位论文图１．１典型零中频接收机结构 在选取工艺方面上，由于ＣＭＯＳ器件的主要特点是功耗低、器件尺寸小、集成度高，但是在速 度和模拟性能方面，ＣＭＯＳ器件比双极器件稍逊一筹。相同电流下，双极器件比ＣＭＯＳ器件增益大， 而且双极电路具有高速度、驱动能力强和模拟精度高的优点，但是电路集成度低、功耗大ｐ】。在零 中频接收机设计中，ＢｉＣＭＯＳ工艺允许电路设计者在同一块电路芯片上既使用双极型器件又使用 ＣＭＯＳ器件，结合了ＣＭＯＳ工艺和Ｂｉｐｏｌａｒ工艺的双重优点。其中ＳｉＧｅ ＢｉＣＭＯＳ技术成本低，因为 它利用了成熟的硅工艺进行改进，并且可以在现有的硅工艺生产线上生产。另外，ＳｉＧｅ ＢｉＣＭＯＳ技 术具有极佳的高频特性。加上ＢｉＣＭＯＳ工艺中可选择具有更低的闪烁噪声的器件，并实现高频和低 功耗，该工艺已成为零中频接收机的首选工艺。因此，本文的电路与版图设计基于ＳｉＧｅ ＢｉＣＭＯＳ技 术。１．２滤波器的研究现状近年来随着数字电视的迅猛发展，基于数字视频广播（ＤＶＢ）标准的接收机设计受到广泛关注。 和大多数通信标准一样，ＤＶＢ标准确定了发射机和接收机之间的接口。在ＤＶＢ接口是发射机和接 收机之间通过射频信号（ＲＦ）的情况下，ＤＶＢ标准确定该信号的内容和结构并特别规定其ＲＦ特性。 在ＤＶＢ标准下，射频接收机质量被认为是影响整个系统成本和性能的主要因素。随着无线通讯中移 动终端正朝着小尺寸低成本低功耗方向发展，零中频结构已经成为移动终端设计的主流方向，射频 前端系统中的集成滤波器的设计十分重要１４Ｊ。 滤波器包括了无源滤波器和有源滤波器。无源滤波器使用单纯的电阻，电感以及电容来搭构成 滤波器网络，它不需要提供电源，装置由滤波电容器、电抗器和电阻器适当组合而成，与谐波源并 联，其具有结构简单、运行可靠性较高、费用较低等优点，应用很广泛．。无源滤波器噪声低，线性 度高，工作频率高，无源滤波器的缺点在于电感集成占用很大芯片面积，因此无源滤波器体积大， Ｑ值小，当使用在集成电路中时，远不能达到系统的要求。有源滤波器由无源元件（Ｒ和Ｃ）和有源 器件（集成运算放大器）组成。这类滤波器的优点是：通带内的信号不仅没有能量损耗，而且还可以放大，负载效应不明显，多级相联时相互影响很小，利用级联的简单方法很容易构成高阶滤波器，并且滤波器的体积小、重量轻、不需要磁屏蔽。使用于单芯片集成电路中时可以大大降低系统的成 本。因此在单芯片集成电路中，有源滤波器是最佳的选择。因此，有源滤波器成为信号处理系统中一个必要的组成部分，经过多年的发展，技术比较成熟。滤波器在电路功能的区别上可以分为低通滤波器，高通滤波器，带通滤波器，带阻滤波器以及全通 滤波器；滤波器在具体的近似实现方法的区别下，可以分为巴特沃兹滤波器，贝塞尔滤波器，切比 雪夫滤波器，椭圆滤波器等等类型，每种类型下的滤波器的性能不同，在对于不同的系统要求下，可以有针对性的选择所需要的滤波器类型。在滤波器的综合方法的区别下，分为级联型与梯形网络２第１章绪论结构；在滤波器工作方式的区别下，分为离散滤波器与连续时间滤波器【５】。离散有源滤波器采用采样保持电路将时间连续信号转换为周期采样信号，开关电容有源滤波器是典型的离散有源滤波器，它需要在时域范围内进行采样，采样频率至少要两倍于用于消除混叠的最高频率。事实上，采样频 率要比信号带宽的两倍还要大得多，以降低消除混叠滤波器的要求，因此，离散有源滤波器在高频信号的处理上受到限制。但相对于时序滤波器有几个优点：１）特征频率由电容的比率确定，受工艺 和环境温度的影响较小；２）线性度较高。而时序有源滤波器能让信号在时间范围内连续，并保持模 拟信号状态。由于不需要采样，时序滤波器比离散滤波器在速度上有更大的优势，适用于高动态范 围和高频率范围内使用。目前集成的连续时间滤波器主要包括有源ＲＣ、ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ和Ｇｍ．Ｃ三种 类型睁旧】。Ｇｍ．Ｃ滤波器与有源ＲＣ，ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ，ＭＯＳＦＥＴｏＲＣ这三种滤波器相比，适用频率高，因 此在射频领域得到广泛应用‘７，引，但线性度较差，可以通过一些方法将其线性度提高１１１，１２】，同时在制 造过程中频率特性由于电容和电阻存在的精度问题，以及受温度与电压变化而发生变化，必须设计 频率自动调谐电路来解决这个问题１１３讲１，滤波器的频率调谐方法有很多种，可以分为两种方式：直接方式和间接方式，直接方式的优点是频率调谐后，滤波器频率特性性能好，缺点是需要非工作时间段对滤波器调整。间接方式的优点是不需要将从滤波器从系统中断开调整，缺点是要求主从滤波器 元件匹配性高。在实际使用中，多以间接方式为主。在使用间接方式时，可采用多种方法，包括压 控振荡器自动调谐技术，压控滤波器自动调谐技术，开关电容自动调谐系统等等。这几种方法各有 优缺点，可以适用于不同的工作场合。对于系统提出的可变带宽技术，在目前的各国的技术发展中， 主要有改变电阻的大小，改变电容的大小，改变跨导值大小等等方法【２５。３列，这几种方法都用于不同 的场合，在各自的使用领域中有着不可替代的地位。 然而对于工程应用而言，上述文献的分析多为纯理论，站在一个相对较高的层面，涉及复杂建 模及对寄生效应的综合考虑。论文则主要在工程实际应用的角度，本着简化电路，提高性能的目标 对滤波器系统进行分析和设计。 论文设计和实现了一款可用于ＤＶＢ．Ｓ标准以及其他标准下的接收调谐器的Ｇｍ．Ｃ有源滤波器， 实现带宽可变功能的同时解决频率调谐的问题。１．３课题的主要工作论文设计的滤波器应用于ＤＶＢ．Ｓ标准以及其他标准下的接收调谐器【３６堋，借鉴部分滤波器产品的技术指标，并结合工艺和系统要求，关注滤波器的带宽范围，动态范围，总谐波失真以及功耗， 其具体设计指标如下： １）动态范围（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ）５０ｄＢ２）．３ｄＢ带宽４ＭＨｚ，～３２ＭＨｚ３）总谐波失真（ｎ｛Ｄ）０．８％＠Ｖｐｐ＝Ｏ．１Ｖ＠４ＭＨｚ４）功耗（Ｐｏｗｅｒ ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）＜１００ｍＷ 具体工作内容包括：１）查阅国内外最近的十多年的资料，了解目前世界范围内的主流的有源滤波器的设计方法，并分析各种有源滤波器的优缺点：２）根据系统提出的要求，设计零中频接收机调谐器中所需要的片上集成有源滤波器的电路结构以及一些其他的模块；３）对已设计的各个电路模块分别进行模拟仿真，然后对参数和结构进行优化，直至结果满足３东南大学硕士学位论文设计要求；４）对设计好的电路图进行版图设计，然后进行后仿真，验证性能指标，与前仿结果进行一些比较；５）对得出的仿真数据进行整理、分析和总结，为后继的进一步优化工作作出指导。１．４论文内容与结构论文将分为五个部分详细阐述带有带宽可变功能的滤波器的设计与实现。本章是绪论部分，给出了论文的研究背景和国内外研究现状以及本文的主要工作。 第二章，主要介绍了滤波器的基本原理以及滤波器在各个方面的区别，并对其进行了详细的分 析与比较。其中包括低通，高通，带通，带阻以及全通滤波器；巴特沃兹型，贝塞尔型，切比雪夫 型，椭圆型滤波器；离散滤波器与时序滤波器：还详细比较分析了有源滤波器中有源ＲＣ，ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ， ＭＯＳＦＥＴ．ＲＣ，Ｇｍ．Ｃ滤波器，归纳总结了各自的优点和缺点。然后根据本课题的要求，选择设计了 一款Ｇｍ．Ｃ滤波器，并给出了Ｇｍ－Ｃ滤波器的设计方法。第三章，首先介绍了低通滤波器系统的构成，它包括一个七阶低通滤波器，频率调谐系统，带宽可变电路；随后比较了几种积分器中跨导结构的优缺点，给出了论文设计的低通滤波器积分器的 核心电路结构，实现了基于此积分器的七阶低通滤波器；然后解释了采用频率调谐的原因，比较几 种用于频率调谐的方法的优缺点，设计了一个基于压控滤波器的频率调谐系统：随后根据系统提出 的滤波器具有带宽可变功能的要求，比较几种用于改变带宽的方法，得出采用改变跨导器跨导值的 方法，基于此思路设计了一款数模转换器电路，最终实现滤波器带宽可变的功能。 第四章，归纳了射频电路版图设计的一般经验，结合本论文中版图设计中的实际情况，提高差 分匹配程度。基于捷智半导体（Ｊａ７７）０．３５Ｉ＿ｔｍ ＢｉＣＭＯＳ工艺库，在Ｃａｄｅｎｃｅ环境下使用Ｖｉｒｔｕｏｓｏ设 计完成，给出了可变带宽低通滤波器的版图设计。 第五章，基于Ｊａｚｚ ＢＣ３５工艺库进行设计并仿真，采用Ｓｐｅｃｔｒｅ ＲＦ的仿真工具，对设计的电路 及版图进行仿真验证和性能指标的分析，结果表明本设计满足指标要求。 在论文的结尾，论文将对本课题的研究工作做一个简明扼要的总结并提出对今后工作的展望。４第２章滤波器结构选择与性能比较第２章滤波器结构选择与性能比较２．１引言滤波器在电路功能的区别上可以分为低通滤波器，高通滤波器，带通滤波器，带阻滤波器以及 全通滤波器；在近似方法的区别下，可以分为巴特沃兹滤波器，贝塞尔滤波器，切比雪夫滤波器， 椭圆滤波器等等；在滤波器的综合方法的区别下，分为级联型与梯形网络结构；在滤波器工作方式 的区别下，分为离散滤波器与连续时间滤波器【５１。本文将在接下去的小节中进行分析与比较。本章所涉及 的滤波器均为有源滤波器。２．２滤波器的结构与性能比较２．２．１滤波器的功能区别滤波器按照频率特性功能上可分为低通滤波器，高通滤波器，带通滤波器，带阻滤波器以及全 通滤波器。 低通滤波器：低通滤波器有串联电感与并联电容级联实现。这些元件的数量决定了滤波器的陡 度，元件的数量越大，滤波器就越复杂越陡峭，代价是滤波器的复杂性，带内损失，高成本和较大 的尺寸。在低频，串联电感产生高电阻，并联电容产生高阻抗，这使得信号出现在滤波器的输出端： 在截止频率以上，串联电感表现为高阻抗，并联电阻表现为低阻抗，因此阻碍信号传递到负载。 高通滤波器：高通滤波器允许高于截止频率的信号频率以最小的损失通过滤波器到达负载，并 且阻止所有在截止频率以下的频率。这种行为与低通滤波器相反，所以高通滤波器通常被看作低通 滤波器的互补。高通滤波器网络由串联电容和并联电感级联实现。在高频，电容为低阻抗，而电感 为高阻抗。高频信号以最小的损失通过滤波器到达输出负载上；在低频正好相反，这使信号在低频 时有很高的衰减。 带通滤波器：带通滤波器的信号在低截止频率和高截止频率之间的一段频率带内被传递到负载 上。在低和高截止频率之间的是中心频率，它由低截止频率和高截止频率的几何平均值来定义。 带阻滤波器：带阻滤波器与带通滤波器互补。带阻滤波器的信号在两个频带内被传递到负载上， 一个是从低频到低截止频率，另一个是从高截止频率到无穷大频率。信号在两个截止频率之间经历 了很大的损失，因此被称为带阻滤波器。 全通滤波器：全通滤波器允许全部频率的信号幅度没有任何重大损失的通过网络。这种网络不 具有频率选择性的通带和阻带。被传输的信号随频率理想的经历了一个线性的相位移动或者恒定的 群延时。２．２．２滤波器的近似方法区别滤波器在具体的近似实现方法的区别下，可以分为巴特沃兹滤波器，贝塞尔滤波器，切比雪夫 滤波器，椭圆滤波器等等类型，每种类型下的滤波器的性能不同，在对于不同的系统要求下，可以 有针对性的选择所需要的滤波器类型。５东南大学硕士学位论文巴特沃兹滤波器：巴特沃兹滤波器的幅频特性在通带内具有最大幅度平坦区，通带内的相频特 性是非线性的，拥有适度的相位失真。 切比雪夫滤波器：切比雪夫滤波器在通频带内幅频特性有～定幅度的纹波，不是平坦的。但在 通带外截止频率附近的衰减速度大于同阶的巴特沃兹滤波器，且通带内纹波起伏越大，通带外的衰 减速率就越大。因此它是用于要求通带外有较大衰减速度的场合。 贝塞尔滤波器：贝塞尔滤波器在相位随频率变化方面独具特色，具有较好的时延特性，较低的 幅度衰减。它的群延时特性是几个滤波器中最好的。 椭圆滤波器：椭圆滤波器在通频带与阻带上均有纹波，迁跃区比巴特沃兹滤波器，切比雪夫滤 波器与贝塞尔滤波器要更加的狭窄，具有几个滤波器中最窄的迁跃带。２．３滤波器的分类２．３．１离散滤波器与时序滤波器对于处理信号在时间上的连续性的不同，有源滤波器可以分为离散滤波器以及时序滤波器两种 滤波器。离散有源滤波器采用采样保持电路将时间连续信号转换为周期采样信号，开关电容有源滤 波器是典型的离散有源滤波器，它需要在时域范围内进行采样，采样频率至少要两倍于用于消除混叠的 最高频率。事实上，采样频率要比信号带宽的两倍还要大得多，以降低消除混叠滤波器的要求，因此，离 散有源滤波器在高频信号的处理上受到限制。但相对于时序滤波器有几个优点：１）特征频率由电容 的比率确定，受工艺和环境温度的影响较小；２）线性度较高。 而时序有源滤波器能让信号在时间范围内连续，并保持模拟信号状态。由于不需要采样，时序 滤波器比离散滤波器在速度上有更大的优势，适用于高动态范围和高频率范围内使用。在制造过程 中滤波器频率特性由于电容和电阻存在的精度问题，以及受温度与电压变化而发生变化，需要设计 频率自动调谐电路来解决这个问题。２．３．２时序滤波器中的积分器单元在时序滤波器中，积分器单元是最基本信号处理单元，用于实现连续时间上对信号的积分。对 于时序滤波器中使用的不同的积分器类型区别，可以将时序滤波器划分为多种滤波器，包括了Ｏｐａｍｐ．ＲＣ滤波器，Ｏｐａｍｐ－ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ滤波器，Ｏｐａｍｐ－ＭＯＳＦＥＴ―ＲＣ滤波器，Ｇｍ．Ｃ滤波器等等岬Ｊ。１）Ｏｐａｍｐ．ＲＣ滤波器，Ｏｐａｍｐ．ＭＯＳＦＥＴ．Ｃ滤波器，Ｏｐａｍｐ―ＭＯＳＦＥＴ．ＲＣ滤波器：ｏｐａｍｐ．ＲＣ滤波器，Ｏｐａｍｐ－ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ滤波器，Ｏｐａｍｐ－ＭＯＳＦＥＴ－ＲＣ滤波器此这三种滤波器的运算放大器均为电压放大器，输入输出均为电压信号。电压放大器的特点是较低的输出阻抗，输出 信号形式为电压信号，可以驱动电阻负载，适用于ＲＣ有源滤波器中，但它也需要额外的缓冲级， 因此增加了功耗。图２．１为上述三个滤波器的基本积分器单元。６第２章滤波器结构选择与性能比较Ⅲ（ａ）（ｂ） 图２．１各类积分器（ｃ）（ａ）Ｏｐａｍｐ－ＲＣ积分器；（ｂ）Ｏｐａｍｐ－ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ积分器；（ｃ）Ｏｐａｍｐ－ＭＯＳＦＥＴ－ＲＣ积分器 ２）Ｇｍ．Ｃ滤波器：Ｇｍ．Ｃ滤波器的运算放大器为跨导运算放大器，输入为电压信号，输出为电流信号。跨导放大器的特点是较高的输出阻抗，输出信号的形式为电流信号，不能驱动电阻负载，适用于Ｇｍ．Ｃ滤波 器，相对于前面的Ｏｐａｍｐ―ＲＣ滤波器，Ｏｐａｍｐ―ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ滤波器，Ｏｐａｍｐ?ＭＯＳＦＥＴ?ＲＣ滤波器， Ｇｍ－Ｃ滤波器拥有更好的高频特性以及更低的功耗。图２．２为Ｇｍ．Ｃ滤波器的基本积分器。?’＝图２．２Ｇｍ－Ｃ积分器由于采用不同积分器结构，因此，Ｏｐａｍｐ?ＲＣ，Ｏｐａｍｐ?ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ，Ｏｐａｍｐ―ＭＯＳＦＥＴ－ＲＣ，Ｇｍ－Ｃ 滤波器在性能上有着很大的不同，下面的表２．１给出了这几种滤波器的性能比较。 表２．１滤波器性能比较 滤波器类型Ｏｐａｍｐ－ＲＣ动态范围６０．９０ｄＢ ４０．６０ ｄＢ ５０．９０ ｄＢ ４０―７０ｄＢ频率特性范围＜１０ＭＨｚ ＜５ＭＨＺ ＜５ＭＨｚ功耗 高 高 高 低Ｏｐａｍｐ?－ＭＯＳＦＥＴ??Ｃ Ｏｐａｍｐ??ＭＯＳＦＥＴ??ＲＣＧｍ．Ｃ＜１００ＭＨｚ经过比较后，Ｇｍ．Ｃ滤波器比起其他三个滤波器功耗更小；版图面积更小，只有前三个滤波器的四分之一；Ｇｍ－Ｃ滤波器的频率特性范围最大。因此在结合本系统对滤波器提出的频率要求【３６’３７１，本文选择了Ｇｍ．Ｃ滤波器。２．４Ｇｍ．Ｃ滤波器的综合方法２．４．１级联型Ｇｍ．Ｃ滤波器级联型Ｇｍ－Ｃ滤波器的原理是将多个高输入阻抗的低阶滤波器相互级联，形成和传输函数一致 的高阶滤波器。级联用的低阶滤波器有多种，目前比较常用的是一阶滤波器和二阶滤波器【５１。滤波 器设计时，级联电路各级影响较小，可以方便调整元件参数以满足设计要求。但这种结构的缺点是７东南人学硕士学位论文对于元件参数变换的灵敏度高，高阶滤波器零极点的配对比较难确定。１）一阶滤波器：一个通用的一阶时序滤波器的模块图如图２．３所示，这个模块的转换函数由公式（２．１）给出：耶，＝篇＝篱－ＷＯ（２．１）ｔ（ｓ）图２．３通用一阶连续时间滤波器框图 ２）二阶滤波器：一个通用的一阶时序滤波器的模块图如图２．４所示，这个模块的转换函数由 公式（２．２）给出：耶）＿丽７／ｒｏｕｔ（Ｓ）２鬻图２．４通用二阶连续时间滤波器框图（２．２）由这种二阶滤波器函数实现的全差分二阶Ｇｍ－Ｃ滤波器的如图２．５所示，这种二阶滤波器的转 换函数为公式（２．３）：睦砂＿（南Ｈ砖萧］ 耶，＝镏＝其中公式（２．２）中的参数可由公式（２．４）到公式（２．７）给出：舷＝土。－（磊砾耵８Ｇ３’ｃＸ＋ＣＢ（２．４）第２章滤波器结构选择与性能比较幺＝弦§Ｉ‰２热ｃｘ＋ＣＢ（２．５）（２．６）诟＝毒‰Ｑ＝ｗｏ２（２．７）（２．８）（２．９）Ｖｏｕｔ图２．５全差动通用二阶Ｇｍ．Ｃ滤波器另外，对于公式（２．３），改变瓯，（ｉ＜＝５，ｉ为自然数）以及巳，ｑ，Ｇ的数值，即可实现公式（２．１０）到（２．１ ４）的五种滤波器形式。 低通滤波器：胖丽Ｉ，ｏ（２．１０）（ｓ２＋要５＋％２）高通滤波器： （２．１１）一两ｋ２焉ｓ２带通滤波器：ｓ２＋旦ｓ＋ｗｎ２９以班南÷＋鳖Ｓ＋ｗｊ东南大学硕士学位论文（２．１２）一习ｋ２ｓ２焉＋ｋｏ（２．１３）ｓ２＋旦ｓ＋％２耶卜鬻Ｊ２＋旦ｓ＋‰２２．４．２梯型（ＬＣ）Ｇｍ．Ｃ滤波器转化为信号流程图，再进行化简，采用积分器单元进行连接，最终得到跳耦型电路１９Ｊ。 １）有源器件代替无源器件（２．１４）相对于级联型滤波器，梯形滤波器对于元件参数改变的灵敏度较低，也无需考虑零极点的影响。 梯形滤波器的原型是无源的梯形电路，梯形有源滤波器的实现方法大致有两种：第一种方法采用有 源器件来代替无源网络中的电阻，电感，电容，替代后的有源滤波器在功能上等同于无源的电路， 在结构形式上也基本相同。第二种方法采用信号流图的方法，将无源电路节点上的电流电压方程式图２．６为一个七阶低通滤波器的无源梯形电路图，由于在芯片级基础上，大的电感以及大电阻 是非常难以实现的，因此要将浮接电感用几个跨导放大器组成的回旋器以及接地电容来等效替代。 另外，端接电阻使用负反馈跨导运放来实现。图２．６七阶低通滤波器无源梯形电路图 在对图２．６的无源梯形电路图中的电感和电阻进行有源器件等效时，图２．７给出了具体的替代 形式。电感可以采用三个跨导器和电容替代，或者采用两个回旋器和电容来进行替代。两种形式的等效值均为厶＝Ｃ／（ａｍｌＧ卅２），由于此无源电感为浮接电感，所以此有源等效结构可由于双端口网络。无源梯形电路图中的端接电阻进行有源器件等效时，可以采用负反馈跨导运放来实现，其值为Ｒ＝１／Ｇ．。ｌＯ第２章滤波器结构选择与性能比较（ａ）．＾ ．４、一Ｇ１１１一广／＋Ｌ冷ｍ厶Ｒ （ｃ）图２．７等效替代 （ａ）浮接电感的有源等效方式一；（ｂ）浮接电感的有源等效方式二；（Ｃ） ２）信号流图法 信号流图法是另一种实现梯形结构的方法，它利用电路结构的电流与电压的方程式来转换为信 号的流程图，最后使用积分器和电容来实现最终的电路结构。 采用图２．６的七阶低通滤波器，先将无源的电路结构转换为图２．８的框图形式，电阻的有源等效图２．８图２．６转化电路形式 图２．８中的电压电流的方程如公式（２．１５）至（２．２２）所示：厶＝巧幸（圪一圪） 圪＝乙拳（‘一厶）ｉ＝１／局 Ｚ２＝ｌ／ｓｃ，（２．１５） （２．１６）东南大学硕士学位论文厶＝Ｅ?（圪－ｖ，）匕＝１／踢（２．１７） （２．１８） （２．１９） （２．２０） （２．２１） （２．２２）Ｋ＝ｚｊ?（厶一厶）乙＝１／跽厶＝Ｅ掌（圪一圪） 圪＝ｚ６幸（１５－１７） １７＝写?（圪－ｖ，） Ｅ＝１／?％ ｚ６＝１／ｓｃ。 巧＝ｌ／ＳＺ， ）Ｚ８＝Ｒ，／Ｏ＋按照上述的八个方程式建立一个信号流图，见图２．９，ⅦｕＵ１１ＶＵ垤Ｖ Ｕ列望南阳±鼢口！１３ Ｖ４－－＝－－０Ｉ笠Ｕｗ明枞图２．９图２．６转化的信号流图 在图２．９中，由于变量为电流与电压的组合，在具体实现的过程中比较麻烦， 需简化，因此将 变量全部转化为电压形式。具体的转换过程由公式（２．２３）至（２．３０）所示：Ｋ＝巧（％一吃）／ｇ卅％＝‰Ｚ２（Ｋ一屹）ｑ＝Ｘ／‰ 皿＝‰Ｚ２ 马＝Ｅ／岛Ｉ－／，＝ｇ埘Ｚ４２ ２３２ ２４蚝＝匕（％一乃）／‰■＝‰ｚ４（巧一圪）２ ２５２ ２６Ｋ＝ｒ，（ｖ４一圪）／‰圪＝岛乙（蚝一巧）皿＝ｒＪｇ． 瓯＝ｇ卅Ｚ６２ ２７，Ｌ ，Ｌ ～，Ｌ Ｉ、２２８巧＝Ｅ（圪－Ｖｓ）／ｇ肿Ｋ＝‰Ｚ８巧马＝巧／‰风＝ｇｍＺ８Ｏ。２ ２９Ｃ―０２３ Ｏ 、， 、， 、， 、，将图２．９中的变量代入公式（２．２３）至（２．３０）进行转化后，图２．９转交为图２．１１２第２章滤波器结构选择与性能比较ＨＩｂ爿＋Ｈ ｍ ＰⅥ。Ｕ ｖ２。Ｕ １１３一Ｕ Ｖ４。ＵⅦ。Ｕ Ｗ。Ｕ图２．１０图２．９转化的信号流图ｍＰ珊Ｎ剿一±Ｉ望南口±Ｉ兰南田±ｌ望ｍ口± 拉川Ｈ ＷⅦ忙啊在实现了均由电压变量表示的信号流图后，引入一种积分器的结构来实现电压的加减，该积分 器如图２．１ｌ，电压加减公式为公式（２．３１）：ｑ＝ｑ（％一－一％＋，）（２．３１）Ｕｊ－１ Ｕｊ＋ｌ图２．１１电胜减法积分器 Ｇ六 Ｚ芑，ｚ：：Ｈｊ／Ｇ，将图２．１０中电压变量代入公式（２．３１）（２．３２），可得如下公式：ｚｌ’＝ｒ，／ｓｌ‰ ｚｉ＝Ｚ２９ｍｆ９２（２ （２ （２ （２ （２ （２ （２３３３４ｚ；＝Ｙ３淹３ ｇｍ’Ｚ４’＝Ｚ４９。／９４３５３６Ｚ：＝ｒ５／ｇ，ｇｍＺ６’＝Ｚ６９，／ｅ，６ ｚ１＝Ｙ１ ｆ９１ｇｍ３７３８３ ９｝、， 、， 、Ｊｚｉ＝Ｚ８９ｍｆｇｓＱ．４０）由上面公式（２．３１）至（２．４０）中的阻抗，加＿ｌｚｌ羽２．１１的积分器，可将图２．１０转换为积分器与负载阻抗的跳耦型电路结构，如图２．１２所示：１３东南大学硕士学位论文扎虹 虹―ｈ虹 虹ｈ址图２．１２梯形电路跳耦电路 将公式（２．１５）至（２．２２）代入公式（２．３３）至（２．４０）并进行简化，得到公式（２．４１）５５（２．４９），则图２．１２中的 阻抗由电容和电阻表示，由这些电容和电阻和跨导放大器组成的电路如图２．１３所示：ｇｌ’＝ｇｌｇ，，，Ｒｌ仁钉 亿铊 亿躬 Ｇ钳 仁钻 亿铂 亿钉Ｃ２‘＝Ｃ２９２／ｇ。Ｃ３。９３９。厶Ｃ４’＝Ｃ４９４／ｇ。Ｃ５’ｇｓｇ。厶Ｃ６＝Ｃ６９６／ｇｍｃ１＝ｇ侣ｍｋ Ｃｉ＝Ｃｓｇｓ｝ｇｍ岛。＝ｇｓ／Ｒｓｇ。Ｍ勋亿 钞 、，、，、，、，图２．１３梯形电路跳耦电路实现图 由图２．１３的最终实现电路中，电阻采用了负反馈运放来等效替代，电容采用公式（２．４２）至（２．４８） 中的等效转换来实现，这些电阻，电容和积分器实现了最终的跳耦电路。１４第２章滤波器结构选择与性能比较２．５滤波器性能指标２．５．１动态范围任何形式的滤波器，无论是数字的还是模拟的，有源的还是无源的，如果输入信号大到一定的 数值以后，都会引起电路的非线性失真。同时由于热噪声，ｌ／ｆ噪声等，滤波器电路在输出端有一定 的输出噪声，可等效为输入端的输入噪声。动态范围在本系统中的定义为：允许的最大非线性失真对应的输入信号与等效输入噪声的比：ＤＲ＝圪，ｍ积／吃脚。２．５．２总谐波失真一个正弦波形输入一个时间恒定的线性系统，输出也将会输出一个同频的正弦波，但是可能有不同的大小和相位差。然而，但当相同的输入信号应用于一个非线性系统，输出的信号将有输入波 形的谐波部分频率，包括基波（或一次谐波）。例如，如果输入一个ＩＭＨｚ的正弦信号，输出信号会 在基波上有功率，同时在谐波频率２ＭＨｚ，３ ＭＨｚ，４ ｌＶｌｎｚ等上也有。一个信号的总谐波失真表示为 二次与高次谐波部分的总功率与基波功率的比值，用ｄＢ为单位，见公式（２．５０）－ （２．５０）册：１０ｌｏｇ（堕峰轴∥，其中，■为基波振幅，圪，为第ｉ次谐波的振幅。在实际情况中，由于高次谐波的失真迅速下降，因此，只考虑最初的几个谐波的功率（比如最初的５次谐波）。例如，０．１％的总谐波失真值表示基波 振幅是谐波部分的振幅的１０００倍。这个０．１％的总谐波失真值等价于一个－６０ｄＢ的总谐波失真。另外，对于实际情况，由于高次谐波的失真迅速下降，因此，只考虑最初的几个谐波的功率。 ２．５．３功耗在实际的电路设计中，功耗也是一个非常重要的参数，对于滤波器而言，在整个滤波器系统中 间，包括了七阶巴特沃兹低通滤波器，频率调谐系统，带宽可变调节电路等等，在滤波器中，如果 滤波器的阶数越高，那么它们的跨导电路也就越多，则电路里的能量也主要消耗在这些跨导电路里 面，一般来说，一个滤波器功耗的大小与其跨导器跨导值的大小成正比，而跨导值的大小又与滤波 器的特征频率成正比，因此，在本章设计中的功耗会随着带宽的增大而变大，随着带宽的减小而减 小。２．６小结本章首先介绍了滤波器的分类，按照频率特性功能上可分为低通滤波器，高通滤波器，带通滤 波器，带阻滤波器以及全通滤波器；在具体的近似实现方法的区别下，滤波器可以分为巴特沃兹型 滤波器，贝塞尔型滤波器，切比雪夫型滤波器，椭圆型滤波器等等；在待处理信号的时间连续性的 区别下，可以分为离散滤波器与连续时间（时序）滤波器：对于在滤波器中使用的不同的积分器单 元，可将时序滤波器划分为多种类型滤波器，其中包括Ｏｐａｍｐ―ＲＣ，Ｏｐａｍｐ．ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ， Ｏｐａｍｐ－ＭＯＳＦＥＴ．ＲＣ，Ｇｍ．Ｃ滤波器等等；在Ｇｍ．Ｃ滤波器中，根据综合方法的不同，可以将其分为１５东南人学硕士学位论文级联型Ｇｍ－Ｃ滤波器与梯形Ｇｍ－Ｃ滤波器；在梯形Ｇｍ－Ｃ滤波器中，按照实现方法的不同，可以分 为有源器件替代无源器件法与信号流图法。在本章中，对有源器件替代无源器件法以及信号流图法 都做了详细的推导和演化。本章最后给出了一些关于滤波器的性能指标以及与它们有关的因素。 级联型Ｇｍ．．Ｃ滤波器元件参数变换的灵敏度高，高阶滤波器零极点的配对比较难确定，但Ｑ值 较大；梯形Ｇｍ．Ｃ滤波器对于元件参数改变的灵敏度较低，也无需考虑零极点的影响，Ｑ值较小。 根据本系统对滤波器的性能，要求对于元件参数变换的灵敏度较低，另外，梯形Ｇｍ．Ｃ滤波器相对于级联型Ｇｍ―Ｃ滤波器的设计相对简单，无需考虑零极点的影响，因此，本文选取梯形Ｇｍ．．Ｃ滤波器。１６第３章可变带宽低通滤波器设计第３章可变带宽低通滤波器设计３．１低通滤波器设计目标与系统结构在目前常用的射频接收机架构主要有超外差和零中频两种方案。超外差式接收机架构自从诞生 的那天起就被普遍使用并受到广泛的好评。事实上一个精心设计的超外差接收机通过周密的中频频 率选择和高品质的射频（镜像抑制）和中频（信道选择）滤波器可以达到很高的灵敏度，选择性和 动态范围。但是现代无线通讯的飞速发展，要求无线接收机具有低成本、低功耗、高集成的特点。 超外差接收机复杂的电路和无法集成的片外滤波器制约了它在射频接收机领域的广泛应用。相反， 零中频接收机结构简单，需要的模块较少且不需要接片外滤波器，在提高了射频芯片的集成度的前 提下还满足了现代集成电路低功耗，低成本的要求，因而得到越来越多的重视。只要能有效处理直 流偏移问题，零中频接收机架构将能提高集成度、降低功耗、减小成本、简化设计，成为了近年来 研究的热点。 在用于数字卫星电视接收机的调谐芯片设计中，采用了零中频接收机架构，基本框图如图３．１所 示：Ｑ图３．１零中频接收机框图 在设计的零中频接收机体系结构中，天线接收到的射频信号经过射频滤波器（ＲＦ Ｆｉｌｔｅｒ）滤波， 选择工作频段，限制输入带宽并且减小本征泄漏。天线和射频滤波器是在片外的。选择后的信号进 入低噪声放大器（ＬＮＡ）和射频可变增益放大器（ＲＦＶＧＡ）进行放大。之后，信号进入正交Ｉ路和 Ｑ路处理。片内集成的压控振荡器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）产生两倍或四倍于本征频率 （∞ＩＤ）的信号送入２／４分频单元产生正交的本征信号送入ＶＱ两路混频器（Ｍｉｘｅｒ）的本征信号输入 端。混频后的信号被送入基带可变增益放大器（ＢＢＶＧＡ）调整幅度。调整幅度后的信号进入７阶 Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ低通滤波器（ＬＰＦ）进行信道选择，滤除通道外干扰信号。ＬＰＦ是一个可编程的低通滤 波器，带宽由带宽控制信号（ＢＷ Ｃｏｎｔｒ０１）控制，该控制信号来自于片内的２个寄存器。之后，信 号进入一个具有两种放大模式的放大器（Ａｍｐ）进行放大，然后经过缓冲器（Ｂｕｆｆｅｒｌ）调整，最终 输出给后级解调芯片。信号先经过ＢＢＶＧＡ再送入ＬＰＦ滤波降低了对ＬＰＦ的性能要求。在ＬＰＦ与后 级调谐芯片之间的放大模块Ａｍｐ和缓冲级可以减小后级对整个芯片噪声的影响。 该调谐芯片是带锁相环（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ―Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）的数字电视信号调谐芯片。射频（１强：Ｒａｄｉｏ１７东南大学硕士学位论文Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；频率范围：９２５ＭＨｚ－２１７５ＭＨｚ）。ＲＦ信号首先被送到混频器（Ｍｉｘｅｒ），与来自ＰＬＬ的压控 振荡器（ｖｃｏ，频率范围２２５０ＭＨ乃ｑ５００ＭＨｚ）的本振（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号分频后的信号进行混频 处理，ＲＦ信号的频谱被搬移到零中频；经Ｍｉｘｅｒ变频的信号被送到后续的基带可变增益放大器 ＢＢＶＧＡ继续放大后经过ＬＰＦ和直流偏移消除模块的处理后经缓冲器输出芯片。 滤波器将应用于ＤＶＢ．Ｓ标准以及其他标准下的接收调谐器ｔ３６，３７１，因此在不同情况下，调谐芯片 对于频段信号的选取范围也不同，而调谐芯片通过片上的滤波器来实现频段信号的选取，从而对滤 波器提出了带宽可变的要求。另外，借鉴部分滤波器产品的技术指标，结合工艺和系统要求，滤波 器具体设计指标如下： １）动态范围（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ）５０ｄＢ２）．３ｄＢ带宽４ＭＨｚ＂３２ＭＨｚ ３）总谐波失真（ＴＨＤ）Ｏ．８％＠Ｖｐｐ－－０．１Ｖ＠４ＭＨｚ４）功耗（Ｐｏｗｅｒ ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）＜１ ００ｍＷ 通过系统对滤波器的要求，结合近些年来世界范围内滤波器设计的主流技术，并分析各种有源 滤波器的适用范围以及特点，本文最终给出了如图３．２所示的整个低通滤波器系统的总体框架图：参考 时钟信号图３．２滤波器的框架图 在图３．２中，整个低通滤波器系统包括了一个从滤波器，一个主滤波器和鉴相器组成的频率调 谐系统和一个数模转换电路。从滤波器用于处理连续时间信号。由于工艺容差以及器件老化的原因， 需要频率调谐电路对频率特性进行调整，由此增加了图３．２中的主滤波器和鉴相器组成的频率调谐 系统，它的作用就是用于对低通滤波器的频率特性进行调校，将低通滤波器的频率特性始终能保持 在接收机系统要求的范围内。由于该芯片尝试运用于不同的场合，因此要求低通滤波器具有带宽可 变的功能，用于满足不同情况下对信道选择的不同。前面第二章第三节得出滤波器选择了Ｇｍ－Ｃ滤波器类型的结果，而对于Ｇｍ．Ｃ滤波器而言，它的频率特性公式为ｗｏ＝瓯／ｃ，由此可见，改变跨导值的大小可以改变滤波器的频率特性，而跨导放大器的跨导值与偏置电流的大小成正比，因此， 滤波器的－３ｄＢ带宽也与偏置电流的大小成正比，只需要增加一个控制偏置电流大小的电路就可以控 制跨导放大器的跨导值，从而控制低通滤波器的频率特性。经过分析比较几种方法后，在低通滤波 器系统中加入了一个数模转换器，通过该数模转换器来实现从滤波器的．３ｄＢ带宽可变的功能。１８第３章可变带宽低通滤波器设计３．２从滤波器设计３．２．１从滤波器的结构图３．２中给出的从滤波器用于处理信号，根据零中频接收机结构的要求，在选择信道范围内的 连续时间信号应最大限度的保留其原有的幅频特性，对于选择信道范围外的信号要最大限度的滤除。根据系统给予的滤波器性能特点，本文选取巴特沃兹低通滤波器。根据系统对于低通滤波器提出的性能要求，在?３ｄＢ带宽为４ＭＨｚ的情况下，在４ＭＨｚ与８ＭＨｚ频率范围内幅频曲线下降幅度在４０ｄＢ 以上，查阅滤波器工具书【ｌｏＩ，得出需要采用七阶的巴特沃兹低通滤波器。本文采用的是ＪＡＺＺ下的 ０．３５ｊｍａ的Ｂｉｐｏｌａｒ工艺，为减小元件器件参数的灵敏度，采用了梯形结构来实现滤波器。图３．３首先 给出了归一化的七阶巴特沃兹低通滤波器的无源梯形网络结构。图３．３七阶低通滤波器无源梯形电路图 通过前面的第二章第四节所描述的滤波器实现方法，本文采用信号流图法。先对图３．３中无源 的电路结构进行转化，得到如图３．４所示的框图形式：图３．４图３．３转化后的框图形式 对于图３．４中出现的电压与电流，将它们代入第二章公式（２．１５）三ｉＳ（２．２２），按照公式（２．１５）至（２．２２） 这八个方程式建立一个信号流图，得到如图３．５所示的信号流图：憎ＶＵＩＩＶＵ睨ｕ １ ２１Ｍ啡翰翱出梅”㈣１３ Ｖｌ＋ＩＵｖ４ｕＵ１５ｕ１ｗＶ髓Ｐ Ｐ山Ⅶ忙懈图３．５图３．４转化后的信号流图形式 在图３．５中，由于变量为电流与电压的组合，在具体实现的过程中比较麻烦，需简化，因此将 变量全部转化为电压形式。将图 中的变量代入公式（２．２３）至（２． ，得到如图 的电压信号流图：东南大学硕士学位论文１『Ｉ。Ｕ １｜２。Ｕ １ｊ３。Ｕ ＶＩ。Ｕ眄。Ｕ Ｗ。Ｕ图３．６图３．５转化后的信号流图形式皿仁Ⅲ刚＋Ｈｌ＋ｌ ｍＰⅨＰ珊仁 扯卅ｖ７ ⅦＶｇ－Ｖ／在实现了均由电压变量表示的图３．６后，引入图２．１１中的积分器的结构来实现电压的加减，电 压加减公式为公式（２．３１），电压变量的转换公式为公式（２．３２）。因此，电压变量经过图２．１ｌ中的积分 器以及公式（２．３１）（２．３２）转变后，可将图３．６电压信号流图转换为积分器与负载阻抗的跳耦型电路结 构，如图３．７所示：扎扎 虹虹 址 虹址 址图３．７图３．６转化后的梯形电路跳耦电路 最后对图３．７中的负载阻抗采用公式（２．４１）至（２．４９）进行变换，图３．６中的负载阻抗分别被电阻和 电容表示，而电阻可以参照图２．７的等效办法来用输入输出短接的跨导放大器等效，最终将图３．７转化为图３．８的由电阻，电容和积分器实现的梯形电路跳耦电路图：图３．８梯形电路跳耦电路实现图 基于图３．８所得到的单端梯形跳耦实现电路，结合本系统中采用差分输入信号，选择双端口输 入与输出的滤波器系统。在对图３．８进行进行双端变换后，得到如图３．９所示的双端口七阶滤波器的 结构图：第３章可变带宽低通滤波器设计ＩＩ【 －＼．：。，ｌ。＼．Ｔ ｔ．＼．Ｔ。＼．＋＋。＼．ｆ ?Ｉ。＼＋１【 。＼．上．１－＼．：ｃ；。十’１．Ｔｍ＆；－。学：Ｃ’２岛－：Ｃ’，＿－９４：ｃ４＿。／：ｃ．ｊｌ 。／＝Ｃ‘’９７。。誓ｙ。ｆ譬／ｆ譬／’／ｆ ÷／丫。图３．９七阶低通滤波器双端口结构图 对于图３．３中的元器件的具体参数，查阅工具书后【ｌｏ】，表３．１给出了图３－３在工具书中的归一化 参数： 表３．１无源网络中的器件参数Ｒ１．Ｒ８ Ｃ２．Ｃ８ Ｌ３．Ｌ７ Ｃ４．Ｃ６ Ｌ５ １ ０．４４５０ １．２４７０ １．８０１９ ２．００００对于表３．１中的参数而言，它仅仅是归一化参数，即在滤波器频率特性为１Ｈｚ下的参数，而论文中低通滤波器的带宽要求可变，大小在４至３２ＭＨｚ之间。则以４ＭＨｚ的带宽为例：Ｚ＝４ＭＨｚ， 对图３．３和表３．１中的各个无源器件的参数进行变化，按照Ｒ＝１／岛，三＝厶／心，Ｃ＝ｅ／比，ＲＣ＝Ｒ＇Ｃ’，叫三＝Ｒ’／ｚ的原则，取运算放大器的跨导值为１００肛Ｓ，对原来的表３．１中的参数进行运算，得到在４ＭＨｚ带宽下的无源网络中的元器件值。计算结果如表３．２所示： 表３．２等效替代的值Ｒ１．Ｒ８ Ｃ２，Ｃ８ Ｌ３．Ｌ７ Ｃ４，Ｃ６ Ｌ５ １０ｋＱ １．７７１ｐＦ４９６．４州７．１７１ ｐＦ７９６．１岬然后将图３．１进行流图转化变到图３．８，应用公式（２．１５）至公式（２．４１）对转换过程中的变量进行转 换。当图３．１转换成图３．８后，将表３．２的参数代入公式（２．４１）至（２．４９），对公式（２．２３）至（２．４９）中ｇ。，ｇ。ｌｇｍ８均取值为１００ｐＳ。可得到图３．８中的电阻电容的值，表３．３给出了图３．８中的器件参数值： 表３－３图３．８中的参数值Ｒ１．Ｒ８ Ｃ２，Ｃ８ Ｃ３，Ｃ７ Ｃ４，Ｃ６ Ｃ５ ｇｍ１０ｌＱ１．７７１ｐＦ ４．９６４ｐＦ ７。１７１ ｐＦ ７．９６１ ｐＦ １００ｖＳ当图３．８转换成图３．９时，单端电容需改为双端电容，其电容大小将变为原来的一半。表３．４给 出了图３．９中的具体的元器件值。２ｌ东南大学硕士学位论文表３．４图３．９中的参数值ｑ，ｑ ａ，ｑｒ’ｒ’ ０４’０６０．８８５５ｐＦ２．４８２ｐＦ３．５８５ｐＦａｇｍ３．９８ｐＦ１００Ｉ．ｔＳ３．２．２积分器的实现Ｇｍ．Ｃ滤波器与有源ＲＣ，ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ，ＭｏＳＦＥＴ＿ＲＣ这三种滤波器相比，它的高频性能好，功 耗低，面积上要小四倍左右的面积。因此在射频领域得到广泛应用，但线性度较差，在滤波器的设 计中，如果Ｇｍ的线性范围不大，使滤波器的动态范围小，需要通过一些方法将其线性度提高。实 现线性双极型跨导有两种方案。一种方法是用固定的跨导级联一个增益单元。这个固定的跨导是典 型的通过电阻衰减实现的线性差动对。增益单元通过改变两组源电阻的比例来允许输出电流的排布。 第二种方法是使用有多个输入的差动输入级，这个级的晶体管是改进的线性化方式存在的，并且在 这种方法下，跨导值可以通过改变输入级的尾电流来调谐【５＇１１，１２１。 １）使用电阻的固定跨导使用电阻来进行晶体管差动对线性化的两种相似的方法如图３．１０所示。首先令晶体管的电压吃为常量，对于差分输入电压Ｅ，它跨越了图３．１０（ａ）中的两个足／２电阻与图３．１０（ｂ）的电阻足。 因此，管子的射级电流Ｌ．和射级电流Ｃ，由公式（３．１）与（３．２）得出：Ｉｎ＝ＩF＋ｖｊ ｆＲｅ （３．１）Ｉｅ２＝Ｉ。一ｖｉ『Ｒｔ（３．２）＝＝一（ａ） 图３．１０电阻负反馈的跨导器（ｂ）（ａ）使用电阻负反馈的跨导器方法一：（”使用电阻负反馈的跨导器方法二忽略基极电流，两个射极电流等于它们各自的集电极电流。图３．１０中的ｉ为来自ｋ的集电极输出电流的差，得到如下公式（３．３）：第３章可变带宽低通滤波器设计 ｉ＝ｖｉ｛Ｒｅ （３．３）因此，这两个差动输入电路的跨导为固定值１／Ｒ。图３．１０所示的两个固定跨导器的主要区别 在于，当输入电压为０时，ｋ的两个偏差电流流过图３．１０（ａ）中的两个冠／２电阻，与此同时没有偏差电流流过图３．１０（ｂ）中的电阻尼。因此，图３．１０（ｂ）所示的共模电压可能接近于虚地端。考虑到最大可能输入差动电压，共模输入电压的大小必须远远高于虚地电压。特别的，当差动对的一个基极的电压低于共模电压，必须确保电路处于工作状态。计算这种带电阻负反馈的差动输入范围时，在图３．１０（ａ）中，当Ｑ２晶体管由于一个正向输入 电压而关闭时，２ｋ的电流都通过左边的冠／２而没有一点流入右边的足／２。因此，两个电阻中部 的电压就得等于Ｑ射极电压，输入电压的最大值等于左边Ｒｅ／２电阻的电压，得到公式（３．４）：Ｖ雠＝Ｉ。Ｒ｜（３．４）类似的，图３．１０（ｂ）可以得到相同的最大输入电压。但这种简单的估算没有考虑在输入电压最大时发生的失真。当Ｋ，一＝Ｌ尺。时，两个晶体管之一将截止，意味着吃不能像假设的保持一个恒定的量。所以，前面两种跨导器的最大输入电压范围只能有公式（３．４）的一半。 但当Ｒ。与气标称偏差值很近时，则输出电流的表达式如公式（３．５）：ｆ：兰一：兰（３．５）吒ｌ＋毽＋名２２乞＋亿这里，ｒｅ为小信号射极电阻，其值如公式（３．６）：％２毒＝老所以，这两种跨导器的跨导公式由公式（３．７）给出：（３．６）ｑ＝寺＝丽１当置远大于２ｒ，时，公式（３．７）中的Ｇ卅就简化为１／足。～种方法不需要使用大偏差电流和小信号输入来改进上述固定跨导器，如图３．１ １：（３．７）东南大学硕士学位论文图３．１１通过使用运放提高固定跨导器的线性度在图３．１１中，放大器ｇ和Ｑ２的虚地端的射极电压等于口，丐。因此，输入电压直接穿过Ｒ。 而不再依靠Ｑ Ｑ的吃电压。电路的跨导值由公式（３．８）给出：瓯＝专＝万１但这种方法对线性化电路的输入范围改进只有很小一部分。 的，如图３．１２：㈦８，另一种改进固定跨导线性化的方法是将恒定的电流通过ｇ和Ｑ２，从而他们的％３电压是固定图３．１２恒定电流的跨导ｋ流经Ｑ和Ｑ，同时Ｑ３和Ｑ有相应的集电极电流流经置。输出电流可以在９和Ｑ８的集电极上获得，他们是Ｑ和Ｑ４的镜像电流。因此，由９和Ｑ组成的晶体管的镜像电流在大小上等 于Ｑ和幺的电流，这个单元的跨导由公式（３．９）给出：瓯２击＝瓦１如果镜像晶体管的电流与Ｑ和幺的电流成比例，那么这个跨导值也成相同的比例。２４限９，第３章可变带宽低通滤波器设计由于反馈电路要求把电压电平设在ｋ和Ｑ的集电极上并且不需要太大的电流，所以晶体管 Ｑ和幺不用简单的晶体管构成。反馈环路原理为当１１小于ｋ，使Ｑ的集电极电压增加，那么吃３ 增加，使电流流经Ｑ和Ｑ，直至Ｌ。等于ｋ。虽然电路中由两个晶体管设定的集电极ｇ和Ｑ大于０，但大电压可以通过增加由晶体管连接构成的晶体管获得，它作为电压开关电平。通过使用增益级 来合并部分固定跨导电路是可行的。 ２）使用多个差动对的跨导 线性化方法还有一种方法是将多个差动对组成跨导。它明显不同于以前的实现双极跨导的方法， 将通过多个差分对输入对输入级进行部分线性化。为了了解这个线性化的过程的实现方法，对一个简单的差分对进行分析。对于图３．１３的单个差动对而言，忽略了基极电流，集电极的电流ｃ，就为如公式（３．１０）所示：’ＩＩ．．．一 ＿＿．－一 Ｌ＼１厂Ｉ）Ｉ。１?：上 ２南ｃ２图３．１３单个差动对 ∞＿∞ （３．１０）在接近Ｋ＝０的部分时，‘２／‘的值基本为直线，在这部分的直线斜率等于这个差动输入级的跨导，由公式（３．１１）给出：瓯＝瓦１在公式（３．１２丧（３．１１）１）中，可以得到跨导与输入的尾电流厶成比例。但是当作为线性跨导时，两个晶体管输入级的输入范围是非常有限的。当ｖ远远大于３２ｍ％（即哆大于１６ｍＶ）时，总的输出电流的谐波失真将大于ｌ％。但是有一种并联的差动对方法将增加输入线性范围。如图３．１４所示：东南大学硕士学位论文图３．１４一个线性差分输入对 在图３．１４中，考虑输入级，两个差动对并联连接，每个加有直流偏移电压，仔细选择直流偏移电压Ｍ后之ｌ＋之３以及之２＋ｔ４将在接近ｖ，＝０的部分时，将前面的ｔ２／厶的直线范围变大，从而将 线性范围增大。一般来说，Ｈ选择等于线性化输入最大值１．３１７屹。在使用这种方法后，线性输入范围将达到原来差动对的３倍左右，并且达到相同的失真水平。 在实际应用中，这种偏移电压并不好加，因此，采用选择合适的差动对晶体管来将两个直流偏移电压源消除。在哆＝０，Ｍ＝１．３１７巧时，集电极电流之２与ｔ４的值由公式（３．１２）（３．１３）来表示：‘：＝南＝０．２１１３厶（３．１２）之。＝南＝０．７８８７６较得到ｋ－－３．７３：＠１３）如果有两个晶体管组成的差动对使用不同大小的晶体管，将会产生两个ＮＮ的＠Ｎ使Ｋ＝０，这 样，这两个不同大小的差动对就起到了和两个同大小的带直流偏移电压的差动对相同的效果。令ｋ为Ｑｌ关于Ｑ２的基极－射极的区比率。对于不同大小晶体管，当Ｂ＝ｏ时，由公式（３．１４）（３．１５）相比ｆｃｌ＝Ｒｅ‰７咋＝Ｏ．７８８７１１ ｔ２＝Ｒｅ‰７吩＝Ｏ．２１ １３１１（３．１４）（３．１５）由上式，取Ｑ等于Ｑ的３．７３倍，Ｑ３等于Ｑ４的３．７３倍。这种倍数关系得到和带直流偏移电压的晶体管相同的结果。由于在实际应用中，当它们的基极至射极电压值相等时，两个电流的比值为公式（３．１４）以及公式（３．１５）的比值，在实际使用中，取Ｑ等于Ｑ２的４倍，所实现的跨导器如图３．１５所示：第３章可变带宽低通滤波器设计Ｖｄｄ图３．１５等效替代的线性跨导器当Ｖ＝ｏ，流过Ｑ和０２的电流大小为０．８１ｌ和０．２Ｉｌ。对于电路中的跨导值，它等于两个差动对的跨导值的和，结果为公式（３．１６）：瓯：士＋士乞ｌ十名２ ｒ，３十名４（３．１６）其中／＇ｅｌ＝ｒｅ４击嘞嘞＝尚劁瓯＝蕞。公式（３．１６）的结果瓯＝８１１／２５巧对比图３．８中单个跨导器的跨导值大了２８％，但不应如此比较，两种跨导器的差动对不同，并且在线性化方法中是使用了双倍的电流，将图３．１５中的两个差动 对一起用，它的跨导值还要除以２，这也意味着线性化方法是的跨导值减小了百分之三十六，另外 在这两种对品体管对中，跨导值与偏置电流成正比，也不需要增益单元。这种线性化方法，最大的好处在于跨导值与偏置电流‘成正比，也不需要增益单元，所以，在 本文中，将采用这种线性化的方法，且Ｑ与０２的比值取为４。３）多个差动对的跨导的积分器电路实现 在上面第三章第三节第二分节中，介绍了一种将多个差动对组成跨导器的方法。使用了这种方 法后，跨导放大器的输入线性范围得到了很大的提高，且跨导放大器的跨导值可以通过改变输入级 的尾电流来调节。在本文中，基于这种线性化方法而搭建的积分器电路如图３．１６所示：２７东南大学硕士学位论文图３．１６积分器的具体电路图 图３．１６给出了本文使用的积分器的具体电路图。它由一个缓冲电路，跨导电路以及共模反馈电 路组成。对于Ｇｍ．Ｃ滤波器而言，它的特点是有较高的输出阻抗，输出信号的形式为电流信号，不 能驱动电阻负载，因此，上一级积分器的输出信号先经过一个输入阻抗大的电压跟随器来保证信号 的完整性，然后信号通过多个差分对的跨导器，最后，因为输入为差分信号，需要使用一个共模反 馈电路来保证共模电平的大小。电压Ｖｂ是可变的，从而调节跨导电路的尾电流，来实现跨导值的 变化。对于一个理想的积分器而言，有源器件Ｇｍ具有无穷大的输入输出阻抗，且没有内部极点， 所以相位频率响曲线在所有的频率范围内始终保持９０度的相位差。但是对于如图３．１６所示的积分 器，它是一个非理想的积分器，非主极点的存在使得相位滞后，可能导致振荡，而主极点可以将相 位提前。因此，图３．１６中的两个电容起着频率补偿和调节相位裕度来稳定电路的作用。 对于图３．１６的电路图，图３．１７给出了积分器在ｌｋ到１０Ｇ频率之间的频率响应仿真结果：＼＼＼＼趔 晕§＼＼驾 删＼、‘●●＼ｉ…＼１１００ｋ １Ｍ １０Ｍ 频率ＩＩ＇ｌｚ １００Ｍ １Ｇ １ｋ １０ｋ １０Ｇ图３．１７积分器频率响应仿真结果第３章可变带宽低通滤波器设计图３．１８跨导放大器的输入电压与输出电流曲线 对于图３．１６的电路图，图３．１７给出了积分器在１ｋ到１０Ｇ频率之间的频率响应仿真结果，在 图３．１７中可以得到在频率从１Ｍ到１Ｇ之间，相位基本保持在９０度，这对于滤波器的稳定性起着重 要的作用。对于图３．１６中跨导放大器的输入电压与输出电流关系，图３．１８给出了仿真的结果，在图 ３．１８中，可以得出曲线在１１０ｍＶｐｐ输入范围内为一直线，跨导值为一定值。 基于此积分器的七阶巴特沃兹低通滤波器的其他仿真结果在本章后面的几节给出。 ３．２．３偏置电路设计 对于七阶巴特沃兹滤波器的尾电流，由图３．１９的镜像电流镜提供。在三极管构成镜像电流源时， 输出电流除了受限电阻外，还会收到三极管电流放大系数Ｂ的影响。为了尽量消除这种影响，本设 计采用减小１３影响的多输出带发射极负反馈的镜像电流源，如图３．１９所示。该电流镜增加了三极管 Ｑ２来减小系统增益损失中来自于Ｂ的影响。由于电阻Ｒ２远大于Ｒ１和Ｒ３，忽略Ｑ４的电流。由于三极管Ｑ１和Ｑｘ的基极连在一起，在Ｑ１和Ｑｘ完全一样的条件下，‰ｌ＝‰。假设三极管的发射极电流与集电极电流近似，则厶ｌ冰１础３，即：乙＝去?乞１＝口乞ｌ（３．１７）其中Ｑ为电阻Ｒ１和Ｒ３的比值，忽略有限的电阻的影响，可得：铲”ｋ＝鲁专＝警‘ 厶＝”厶：＝”南＠㈣（３．?”乙…ｄｌ童＋ａ…（?一桶卜ｆｌ（１＋∥）＠２。，东南大学硕士学位论文端数目增多时，这种结构就有助于减小系统增益。发射极负反馈的使用在多输出电流镜中很常见， 这样使电流的比例与负反馈电阻的比率有关，容易调节所需的输出的电流。从Ａ点往三极管Ｑｌ、 Ｑ４和Ｑｘ的基极看进去的阻抗中，从Ｑ４基极看进去的阻值远远大于其它两个，所以流经Ｑ４的电流 可以忽略不计。电容用于滤除偏置信号中可能出现的杂波干扰。图３．１９偏置电路３．３频率调谐电路设计随着通信技术，特别是无线射频技术的发展，滤波器常常被选择集成在芯片上，以减小系统尺 寸、降低成本并提高系统性能。在实际情况下，滤波器中的跨导Ｇｍ，电阻，电容会随着工艺误差， 温度，电源电压变化而发生变化。最坏情况下滤波器的截止频率的误差可达到５０％左右。所以需要 设计频率调谐电路来调整滤波器的截止频率，保证滤波器的带宽的准确性，使滤波器的传输函数实 现需要的功能。 滤波器的频率调谐方法有很多种，可以分为两种方式：直接方式和间接方式，如图３．２０所示。 直接方式就是在滤波器非工作期间，从存储器输入滤波器确定信号，用滤波器的输出信号和存储器 中预定值（或外部输入参考信号）比较，调整滤波器元件参数。当滤波器的传输函数能完成需要的功能时，滤波器会输出预定的信号。在工作期间内，保持滤波器元器件参数不变，从而保证传输函数不变。其优点是频率调谐后，滤波器频率特性性能好，缺点是需要非工作时间段对滤波器调整。 在间接方式中，需要对滤波器中积分器的复制。系统中完成系统要求功能的滤波器为从滤波器 （ｓｌａｖｅ ｆｉｌｔｅ０，由复制元件构成的滤波器为主滤波器（ｍａｓｔｅｆ ｆｉｌｔｅｒ）。调整主滤波器元件参数，当其能完 成特定的功能时，元件参数同样跟随变化的从滤波器就能实现所需的函数功能。其优点是不需要将 从滤波器从系统中断开调整，缺点是要求主从滤波器元件匹配性高。在目前的频率调谐系统的设计 方法选择上，间接调整方法是主流设计方法，同时也是目前一个研究的热点。第３章可变带宽低通滤波器设计号（ａ）‘ｂ）图３．２０频率调谐方式 （ａ）直接频率调谐方式； （ｂ）间接频率调谐方式直接调整方式中，需要一定规模的存储器，同时每工作一段时间，需要一定的非工作期间对滤 波器进行调整，使系统无法处理长时间连续的信号。而在本章中，所处理的信号为连续时间信号， 因此，本文将采用间接自适应的方式。３．３．１几种间接调整方式的比较１）压控振荡器（ｖｃｏ）自动调谐技术： 压控振荡器（ｖｃｏ）自动调谐技术，此调谐电路为传统的ＰＬＬ锁相环，如图３．２１。由跨导运放 Ｇｍ和电容Ｃ构成的主滤波器接成反馈环路，形成振荡器ＶＣＯ［１６－１８１。振荡频率同Ｇｍ／Ｃ成正比。当 环路锁定时，ＶＣＯ的振荡频率和ＰＬＬ输入参考频率相同。由于主从滤波器中跨导运放和电容相匹配， 因此可以通过确定ＰＬＬ输入参考频率来确定从滤波器中Ｇｍ／Ｃ值，从而确定从滤波器频率。外部参图３。２ｌ压控振荡器（ｖｃｏ）自动调谐技术 这种方法的缺点是ＶＣＯ不易振荡。它有一定的振荡条件，同时由于运放跨导的非线性，ＶＣＯ 的振幅要求限幅。采用简单、功耗低的限幅电路将振荡幅度限定在一定范围内。用压控振荡器（ＶＣＯ） 自动调谐技术的优点是不受低环路增益和环路直流失调的影响。 ２）压控滤波器（ＶＣＦ）自动调谐技术： 另外一种用于频率调谐的方法为压控滤波器（ＶＣＦ）自动调谐技术，该方法基于与一个固 定频率的输入同步的跟踪滤波器【１３，１４Ｊ，该跟踪滤波器为一个二阶低通滤波器。这种方法对供电噪声 的敏感程度要小一些。假定跟踪滤波器的跨导与实际系统中的跨导相匹配，跟踪滤波器中的控制电 压用于调节实际系统中的跨导【１９之１１。一个压控滤波器（ＶＣＦ）自动调谐校准系统如图３．２２所示。当 输入信号频率等于二阶低通滤波器的通带边缘频率（ｅＰ一３ｄＢ频率）时，它的相位刚好改变了９０度。因 此它的输入输出的相互作用为零。如果频率不同，则相互作用的结果不为零。滤波器的输出对滤波３ｌ东南大学硕士学位论文器的频率控制电压的负反馈使频率最终相同。达到同步以后，从滤波器可以使用相同的控制电压。 在本章中的主滤波器就是这里所讲的跟踪滤波器，从滤波器就是实际使用的七阶巴特沃兹低通滤波 器。参考 时钟信图３．２２压控滤波器（ＶＣＦ）自动调谐技术 另外，在图３．２２中在鉴相器后面出现的滤波器的作用在于用于保证滤除在鉴相器输出端输出的 两倍于外部参考频率的部分，否则，这些成分会进入其他的滤波器中，从而影响滤波器的工作。 ３）开关电容自动调谐技术在滤波器频率调谐方法中，还有一种通过开关电容来实现的方法【２２埘】，它的特点是电路简单，功耗低，但是时钟馈通相当严重，积分器后的低通滤波器必须能够有效地衰减时钟信号频率成分， 同时还会影响滤波器频率调谐的速度与精度。 由于压控滤波器设计简单，对供电噪声的敏感度较小，本章将采用压控滤波器（ＶＣＦ）自动调谐技 术来实现对七阶巴特沃兹低通滤波器的频率调谐。３．３．２压控滤波器设计本文中的主滤波器为一个压控滤波器，采用二阶的低通滤波器，如图３．２３所示，图３．２３主滤波器原理图 图３．２３中的滤波器由第二章中的图２．５二阶滤波器函数实现的全差分二阶Ｇｍ―Ｃ滤波器演变而来的，只需将图２．５中的瓯５以及ｑ设为０即可变成一个低通的二阶滤波器。它的传输函数以及频率特性函数可用公式０．２１）与公式（３．２２）来表示：＆！＆２日（５）；―＿空Ｌ一 一Ｊ２＋量丛ｓ＋―ｇ，．２９―ｒ，，４Ｃ２ ＣｌＣ２３２（３．２１）‘。第３章可变带宽低通滤波器设计ｗｏ＝（３．２２）在公式（３．２１）中，ｇ。ｌ＝ｇ。２＝‰４＝２‰３，对于图３．２３中的滤波器中的积分器，本文采用与前面中的图３．１６相同的积分器结构。３．３．３鉴相器设计在图３．２２中所出现的鉴相器模块，本文采用了如图３．２４所示的鉴相器结构【”】，特点在于减小传 输延迟。输出的直流电信号经过一个带宽较小的低通滤波器，输出的电信号经过电流镜返回至主滤 波器以及经过一个数模转换器至从滤波器。 该鉴相器的工作原理为：在单个乘法器型的鉴相器中，由于对输入鉴相信号电压的要求，参考 信号与压控滤波器输出信号中的一路需要通过电平移位电路。多余的电平移位会增加了信号的传输 时间，造成相位误差。但通过两个乘法器的互补对称输入，可使两路鉴相信号的传输延时相同，从 而抵消了由于电平移位电路造成的相位误差。图３．２４鉴相器电路图 图３．２５给出了鉴相器在频率调谐时的控制信号稳定结果，在图３．２５中，控制电压在经过了一段 时间后趋于一个稳定的值，时间为８０峰以内。在８０蛉以后，控制电压平稳，此时压控低通滤波器与外部参考时钟信号的频率特性相同，频率调谐功能实现。３３东南大学硕上学位论文ｔｉｍｅ（ｓ）图３．２５控制电压的建立过程仿真结果３．４可变带宽电路设计本文所设计的接收机将尝试着用于多种场合中，因此，对于需要滤除的信号频率的大小将有选 择性的变换，这要求滤波器系统要具有带宽可变的功能。对于目前的可变带宽技术中，分为以下几 种方法：３．４．１改变电阻大小在Ｏｐａｍｐ―ＲＣ的滤波器中，频率特性与电阻大小成一种比例的关系，图３．２６给出了一种通过改 变与积分器相连的电阻的大小来改变滤波器频率特性的结构１２５‘２ｓ】。在图３．２６中，电阻Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 分别与场效应管的两端接在一起，场效应管的栅端接在外部控制的数字信号上，当Ｄｌ为高电平时， 它所控制的场效应管导通，此时，与这两个场效应管相并联的电阻被短路，当Ｄ１为低电平，它所 控制的场效应管关闭，此时，与这两个场效应管相并联的电阻Ｒ２可以与Ｒ１共同影响滤波器的频率 特性。与此相同的是，当Ｄ２为高电平时，它所控制的场效应管也导通，Ｄ２控制的两个场效应管相 并联的电阻被短路。Ｄ２为低电平，它所控制的场效应管关闭，此时，与这两个场效应管相并联的电 阻Ｒ３可以与其他未被短路的电阻共同影响滤波器的频率特性。对于Ｄ３来说，情况也一样。因此， ＤＩ，Ｄ２，Ｄ３这三个数字信号的状态组成一个数字信号来控制总电阻的大小，从而改变了滤波器的 频率特性。Ｌ）１１ ’ＵＺ Ｄ３’。 Ｉ ＿Ｌ上．Ｌ懒０ ０ ０Ｉ｜―ｌ￡Ｖｉａ．．．Ｉ＾＾ｊ工 Ｋ ｊ ㈣ｙＶ一懵严甚’，卜＼Ｉ‘＼ＶｏⅡｔ图３．２６可变电阻大小改变带宽３４第３章可变带宽低通滤波器设计对于图３。２６中通过改变电阻大小来改变滤波器带宽的技术，它的优点就是电阻为高线性，因此有较高的线性度。缺点在于１：Ｏｐａｍｐ放大器后面必须要有驱动电阻负载，因此它会而额外的增加 功耗；２：这种改变电阻大小的方法只能用于离散信号的处理，在对于连续时间信号的处理上不可行。３．４．２改变电容大小改变带宽的第二种方法是改变电容的大小，频率特性与电容大小成一种比例的关系，图３．２７给 出了一种通过改变与积分器相连的电容的大小来改变滤波器频率特性的结构［２９－３２］。在图３．２７中，电 容Ｃｌ，Ｃ２，Ｃ３分别与三个场效应管的接在一起，场效应管的栅端接在外部控制的数字信号上，当Ｄｌ 为高电平时，它所控制的场效应管导通，此时，与这个场效应管相串联的电容ｃ１所在的电路部分通路，当Ｄ１为低电平，它所控制的场效应管关闭，此时，与这个场效应管相串联的电容ｃｌ所在的电路部分断路，Ｄ１的高低电平状态改变了用于频率计算的电容值大小，从而影响滤波器的频率特性。 与此相同的是，当Ｄ２为高电平时，它所控制的场效应管也导通，与这个场效应管相串联的电容Ｃ２ 所在的电路部分通路。Ｄ２为低电平，它所控制的场效应管关闭，此时，与这个场效应管相串联的电 容Ｃ１所在的电路部分断路。Ｄ２的高低电平状态改变了用于频率计算的电容值大小，从而影响滤波 器的频率特性。对于Ｄ３来说，情况也一样。因此，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３这三个数字信号的状态组成一个数 字信号来控制总电容的大小，从而改变了滤波器的频率特性。图３．２７可变电容大小改变带宽 对于图３．２７中通过改变电容大小来改变滤波器带宽的方法。在与图３．２６相比时，它的优点在于 不会增大功耗，但它的缺点却是１）它只能用于离散信号的处理，在连续时间信号的处理上不可行。 ２）由于需要多个电容来组成可变化的电容值大小，因此在设计中需要增加一个额外的电容阵列，在 一般的版图设计中，电容的在所占的版图面积在几种元器件中是比较大的，而出现的电容阵列会大 大的增大版图面积。３．４．３改变跨导器跨导值对于Ｇｍ－Ｃ滤波器而言，它的频率特性公式为ｗｏ＝瓯／ｃ，由此可见，改变跨导值的大小可以改变滤波器的频率特性。在采用了尾电流可变的方法后，跨导放大器的跨导值与尾电流的大小成正 比，因此，滤波器的－３ｄＢ带宽等也与尾电流的大小成正比，因此，只需要增加一个控制尾电流大小 的电路就可以控制跨导放大器的跨导值，从而控制滤波器的频率特性ｐ３。３５１。３５东南大学硕士学位论文这种方法的优点在于可以用于连续时间信号的处理。因此，本文采用这种改变带宽的方法，具体方法为在主滤波器与从滤波器之间加入了一个数模转换器。由于主滤波器和从滤波器匹配，在相 同的偏置电流下，它们的频率特性相同。因此将用于主滤波器的稳定的偏置电流ｌｃｏｎｔｒｏｌ输入至数模转换器，在数模转换器复制成８ｌｃｏｎｔｒｏｌ，其中的７ｌｃｏｎｔｒｏｌ被外部数字控制信号控制，最大时为７Ｉｃｏｎｔｒｏｌ，最小时为０。将这股处理后的电流与另外一股电流ｌｃｏｎｔｒｏｌ合并，输出给从滤波器。最小值 为ｌｃｏｎｔｒｏｌ，最大值为８Ｉｃｏｎｔｒｏｌ。这样，从滤波器的．３ｄＢ带宽可以从４ＭＨｚ到３２ＭＨｚ之间变换。３．４．４数模转换器设计对前一节提到的数模转换器，本分节给出了设计方法。数模转换的设计思路为：频率调谐系统输出电流Ｉｃｏｎｔｒｏｌ输入至数模转换器单元。复制出一个Ｉｃｏｎｔｒｏｌ和７ｌｃｏｎｔｒｏｌ。７Ｉｃｏｎｔｒｏｌ电流经过外部控制信号控制后与Ｉｃｏｎｔｒｏｌ形成一个输出电流ｌｃｏｎｔｒｏｌ’，Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’与Ｉｃｏｎｔｒｏｉ成一比例关系，如图３．２８ 所示：ｌｅｏ图３．２８数模转换器的框架图 在图３．２８数模转换器的框架图中，论文而采用７位数模转换器，带宽调整范围４－－一３２ＭＨｚ，则 其运算公式为公式（３．２３）：Ｉｃｏ玎ｔｒ０１．＿Ｉｅｏ刀ｔｒｏｌＪ １＋去（尸６屹６＋尸５川２＋只州２＋Ｐ３屹３＋只屹２＋只屹ｌ＋只屹。）Ｊ（３．２３’为ｌ表示开关闭合，０表公式（３．２３）中的Ｐ０～Ｐ６表示数模转换器的各加权电流Ｉ开关状态，示关闭，Ｉｅｏｎｔｒｏｌ’做为从滤波器单元的跨导的尾电流。通过数模转换器单元的外部控制信号，可改变 图３．２８中的各加权电流的通断，改变Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’的大小，从而控制从滤波器单元即七阶低通滤波器的 带宽。 鉴频鉴相器输出的Ｉｃｏｎｔｒｏｌ是主滤波器单元基准电流的镜像电流，在数模转换器单元中复制出 Ｉｃｏｎｔｒｏｌ的七倍的电流，将这七倍的电流分配给数模转换器单元所有的加权电流，从而ｌｃｏｎｔｒｏｌ与加 权电流Ｉ成比例关系，图３．２８中所示各加权电流成比例上升，Ｉ前面的数字表示为倍数，即２Ｉ为Ｉ 的两倍，４Ｉ为Ｉ的４倍，所有的加权电流总数为１２８Ｉ，总大小为７Ｉｃｏｎｔｒｏｌ，单个加权电流Ｉ的值为７Ｉｃｏｎｔｒｏｌ／ｌ ２８。数模转换器单元输出Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’至从波滤器单元，Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’的大小为Ｉｃｏｎｔｒｏｌ与各个加权电流的相 加，最大为８倍的ｌｃｏｎｔｒｏｌ，也就是所有的加权电流都导通时与Ｉｃｏｎｔｒｏｌ相加值。Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’即为从滤波器单元的基准电流，也就是偏置电流，做为从滤波器单元的跨导的尾电流。以实例来说，主滤波器第３章可变带宽低通滤波器设计单元的带宽为４ＭＨｚ，从滤波器单元的带宽与偏置电流Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’成正比，通过改变数模转换器单元的 每个加权电流的开关来改变各个加权电流的通断，从而控制Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’的大小，并且输出的Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’与ｌｃｏｎｔｒｏｌ成比例关系，Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’最大为Ｉｅｏｎｔｒｏｌ的８倍左右，最小时等于ｌｃｏｎｔｒｏｌ，该Ｉｃｏｎｔｒｏｌ’输入至从滤波器单元，从而改变从滤波器单元的带宽，从滤波器单元的偏置电流ｌｃｏｎｔｒｏｌ’从ｌ～８倍的Ｉｃｏｎｔｒｏｌ电流变换，从滤波器就实现了４到３２ＭＨｚ的带宽的变换，实现不同带宽的滤波。另外，图３．２８数模转换器采用传统的Ｒ．２Ｒ梯形结构，２Ｒ电阻由两个单个电阻串联，用于提高 电路的匹配性。 图３．２９给出了数模转换器的实际电路图：图３．２９数模转换器的实际电路图 在图３．２９中，该电路图为图３．２８的设计思路的实际设计电路图。有两路基准电流流入，其中 ７Ｉｃｏｎｔｒｏｌ流入一个电流镜，Ｑ３与Ｑ４的流过的电流大小比值为２比１，与电阻Ｒ３和Ｒ４有关，Ｒ３ 和Ｒ４的比值为１比２。在最右方的Ｒ１６与Ｒ１９的大小相等，两个并联后的大小等于Ｒ１５，Ｒ１５与 Ｒ１４的大小相等，两个并联后的大小等于Ｒ１３，以此类推，该结构即为Ｒ０２Ｒ梯形结构。 当Ｐ０＂－＇Ｐ６都为高电平时，Ｍ１至Ｍ７均开启，且Ｍ１至Ｍ７的源端均为高电平，则Ｍ８至Ｍ１４ 均关闭，Ｑ４至Ｑ１０的电流流入Ｍ１至Ｍ７，在上面与Ｉｃｏｎｔｒｏｌ会合，这路总电流再由Ｑ１与Ｑ２形成 的电流镜流入从滤波器的偏置电路。 当Ｐ６为低电平，其余的数字信号均为高电平时，则Ｍ１关闭，Ｍ１的源端电压会慢慢下降至一个 低的电压值，Ｍ８开启，Ｑ４的电流从Ｍ８流入，形成一个通路。其他的几个控制信号控制的方法与 此相同。当所有的控制信号为低电平时，则Ｍ８至Ｍ１４均开启，只有一路Ｉｃｏｎｔｒｏｌ流到上面的电流 镜，输出到从滤波器的偏置电路。 图３．３０给出了数模转换器输出电压的前仿真结果。图３．３１，图３．３２和图３．３３给出了在改变从 滤波器的偏置电流后的不同带宽的频率响应图：３７东南大学硕士学位论文Ｔｒａｎ５１ｅｉ３ｔ Ｋｅｓｐｏｎ￥ｅ２．１Ｄ－：／ｎ“Ｌ．０８７７２．鲫１．９０１．７Ｄ１．６０图３．３}