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【word】 DCM模式下非理想BUCK电路的开环建模与仿真
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开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计
来源：华中科技大学电气与电子工程学院
作者：万山明，吴芳日 10:43
开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计
摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数
开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计
摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。
关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制
&&& 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
1&&& Buck电路电感电流连续时的小信号模型
&&& 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。
图1&&& 典型Buck电路
&&& S导通时，对电感列状态方程有
&&& L=Uin－ Uo&&& （1）
&&& S断开，D1续流导通时，状态方程变为
&&& L=－Uo&&& （2）
&&& 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为
&&& L=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo&&& （3）
&&& 稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。
&&& 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得
&&& L=(D＋d)(Uin＋)－(Uo＋)&&& （4）
&&& 式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d为D的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得
&&& L=D＋dUin－&&& （5）
由图1，又有
&&& iL=C＋&&& （6）
&&& Uo=Uc＋ReC&&& （7）
式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得
&&& iL＋ReC=(Uo＋CRo)&&& （8）
&&& 式（8）的推导中假设Re&&Ro。由于稳态时=0，=0，由式（8）得稳态方程为iL=Uo/Ro。
这说明稳态时电感电流平均值全部流过负载。对式（8）中各变量附加小信号波动量得
&&& iL＋＋ReC=〔Uo＋＋CRo〕（9）
式（9）减式（8）得
&&& ＋ReC=(＋CRo)（10）
将式（10）进行拉氏变换得
&&& (s)=&&& （11）
&&& 一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得
&&& sL(s)=d(s)Uin－(s)&&& （12）
由式（11），式（12）得
&&& =Uin&&& （13）
&&& =·&&& （14）
式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。
2&&& 电压模式控制（VMC）
&&& 电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。
&&& 图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，Vc波形近似直流电平，并有
&&& D=Vc/Vs（15）
&&& d=/Vs（16）
式（16）为式（15）的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。
&&& 图3没有考虑输入电压的变化，即假设=0。图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；KFB=UREF/Uo，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器KEA放大后，得；KMOD为脉冲宽度调制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR为主电路增益，KPWR=/d=Uin；KLC为输出滤波器传递函数，KLC=。
图2&&& 电压模式控制示意图和相关波形
图3&&& 开关电源的电压模式控制反馈环路图
&&& 在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于KLC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除稳态误差，一般取为KLC零极点的1/10以下；KP用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。
&&& VMC方法有以下缺点：
&&& 1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；
&&& 2）对由L和C产生的二阶极点（产生180°的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。
&&& VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。
3&&& 平均电流模式控制（Average& CMC）
&&& 平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（Vcv）和反馈信号（iLRs）之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出Vc再和三角波Vs进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中Rs为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，Vc不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致Vc下降；开关关断，电感电流下降时，会导致Vc上升。电流环的设计原则是，不能使Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。原因是：如果Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致Vc峰值超过Vs的峰值，在下个周波时Vc和Vs就可能不会相交，造成次谐波振荡。
图4&&& 开关电源平均电流模式控制示意图
&&& 采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。
图5&&& PWM控制器增益与占空比变化关系图
&&& 当D很大时，较小的Vc会引起D较大的改变，而D较小时，即使Vc变化很大，D的改变也不大，即增益下降。所以有
&&& d=D/Vs（17）
&&& 不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处,电流误差放大器的增益GCA为
&&& GCA=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs（18）
&&& GCA=/(Rs)=VsfsL/(UoRs)（19）
高频下，将式（14）分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得
&&& (s)=&&& （20）
由式（17）及式（20）有
&&& ==&&& （21）
将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为
&&& ·=&&& （22）
&&& 将s=2πfc代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率fc=fs/(2π)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。
图6&&& 电流环的传递函数示意图
&&& 显然，当电流误差放大器的增益GCA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。
&&& GCA中一般要在fs处或更高频处形成一个高频极点，以使fs以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。
&&& 整个环路的结构如图7所示。其中KEA，KFB定义如前。可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点fs很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压Vin而变，外环设计变得更加容易。
图7&&& 电压外环反馈环路图
4&&& 峰值电流模式控制（Peak& CMC）
&&& 平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。电压外环输出控制量（Vc）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。
图8&&& 峰值电流模式控制示意图
&&& 峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。在剪切频率fc以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以&1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。
&&& 峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck电路中仍然得到了广泛应用。
&&& 采用平均状态方程的方法可以得到Buck电路的小信号频域模型，并可依此进行环路设计。电压模式控制、平均电流模式控制和峰值电流模式控制方法均可用来进行环路设计，各有其优缺点，适用的范围也不尽相同。
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开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计
[导读]摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 　 　 0
摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。
关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制
<span style="color: #&&& 引言
&&& 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
<span style="color: #&&& Buck电路电感电流连续时的小信号模型
&&& 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。
图1&&& 典型Buck电路
&&& S导通时，对电感列状态方程有
&&& L=Uin－ Uo&&& （1）
&&& S断开，D1续流导通时，状态方程变为
&&& L=－Uo&&& （2）
&&& 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为
&&& L=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo&&& （3）
&&& 稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。
&&& 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得
&&& L=(D＋d)(Uin＋)－(Uo＋)&&& （4）
&&& 式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d为D的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得
&&& L=D＋dUin－&&& （5）
由图1，又有
&&& iL=C＋&&& （6）
&&& Uo=Uc＋ReC&&& （7）
式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得
&&& iL＋ReC=(Uo＋CRo)&&& （8）
&&& 式（8）的推导中假设Re&&Ro。由于稳态时=0，=0，由式（8）得稳态方程为iL=Uo/Ro。
这说明稳态时电感电流平均值全部流过负载。对式（8）中各变量附加小信号波动量得
&&& iL＋＋ReC=〔Uo＋＋CRo〕（9）
式（9）减式（8）得
&&& ＋ReC=(＋CRo)（10）
将式（10）进行拉氏变换得
&&& (s)=&&& （11）
&&& 一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得
&&& sL(s)=d(s)Uin－(s)&&& （12）
由式（11），式（12）得
&&& =Uin&&& （13）
&&& =&&&& （14）
式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。
<span style="color: #&&& 电压模式控制（VMC）
&&& 电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。
&&& 图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，Vc波形近似直流电平，并有
&&& D=Vc/Vs（15）
&&& d=/Vs（16）
式（16）为式（15）的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。
&&& 图3没有考虑输入电压的变化，即假设=0。图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；KFB=UREF/Uo，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器KEA放大后，得；KMOD为脉冲宽度调制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR为主电路增益，KPWR=/d=Uin；KLC为输出滤波器传递函数，KLC=。
图2&&& 电压模式控制示意图和相关波形&
图3&&& 开关电源的电压模式控制反馈环路图
&&& 在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于KLC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，KEA=KP(1＋&z/s)。其中&z用于消除稳态误差，一般取为KLC零极点的1/10以下；KP用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90&。
&&& VMC方法有以下缺点：
&&& 1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；
&&& 2）对由L和C产生的二阶极点（产生180&的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。
&&& VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。
<span style="color: #&&& 平均电流模式控制（Average& CMC）
&&& 平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（Vcv）和反馈信号（iLRs）之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出Vc再和三角波Vs进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中Rs为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，Vc不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致Vc下降；开关关断，电感电流下降时，会导致Vc上升。电流环的设计原则是，不能使Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。原因是：如果Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致Vc峰值超过Vs的峰值，在下个周波时Vc和Vs就可能不会相交，造成次谐波振荡。
图4&&& 开关电源平均电流模式控制示意图
&&& 采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。
图5&&& PWM控制器增益与占空比变化关系图
&&& 当D很大时，较小的Vc会引起D较大的改变，而D较小时，即使Vc变化很大，D的改变也不大，即增益下降。所以有
&&& d=D/Vs（17）
&&& 不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处,电流误差放大器的增益GCA为
&&& GCA=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs（18）
&&& GCA=/(Rs)=VsfsL/(UoRs)（19）
高频下，将式（14）分子中的&1&和分母中的低阶项忽略，并化简，得
&&& (s)=&&& （20）
由式（17）及式（20）有
&&& ==&&& （21）
将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为
&&& &=&&& （22）
&&& 将s=2&fc代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率fc=fs/(2&)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。
图6&&& 电流环的传递函数示意图&
&&& 显然，当电流误差放大器的增益GCA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。
&&& GCA中一般要在fs处或更高频处形成一个高频极点，以使fs以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。
&&& 整个环路的结构如图7所示。其中KEA，KFB定义如前。可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点fs很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压Vin而变，外环设计变得更加容易。
图7&&& 电压外环反馈环路图
<span style="color: #&&& 峰值电流模式控制（Peak& CMC）
&&& 平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。电压外环输出控制量（Vc）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。
图8&&& 峰值电流模式控制示意图
&&& 峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。在剪切频率fc以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以&1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。
&&& 峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck电路中仍然得到了广泛应用。
<span style="color: #&&& 结语
&&& 采用平均状态方程的方法可以得到Buck电路的小信号频域模型，并可依此进行环路设计。电压模式控制、平均电流模式控制和峰值电流模式控制方法均可用来进行环路设计，各有其优缺点，适用的范围也不尽相同。
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zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 17:19:58
}~]]}Q4Q9HG[]]PQ`5%FZ~K.png (145.93 KB, 下载次数: 1)
17:17 上传
各位大哥我照这个电路图搭了一个输入220VAC输出24V的，但现在一上电输出是开环的，输出电压一直飙升，这是为啥啊，还请各位大哥帮小弟看看，指导指导，
这主意不错，你现在需要解决2个问题
1、你有东西冒烟，要找出原因
2、FB信号要做成线性的
|zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 08:26:25&哪位大哥来帮忙看看啊，输出稳压管Z1是24V的
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 11:01:58&
现在搭的电路图中 Z1是24V稳压管，输出端加了个10K的假负载，现在输出是38V，而且有点飘，请大哥们看看啊
lclbf离线LV8副总工程师积分：2521|主题：23|帖子：498积分:2521LV8副总工程师 09:03:34&把你稳压管用22V的试试。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 09:52:23&感谢你的回复，我现在调试了是这么个情况了，输出改成24V稳压管，R1为300欧姆，C1为1UF，输出端假负载是3K，现在空载输出28V，带0.3A负载输出24V，但电压一直慢慢往下降低，过一分钟后就保护了，电感是680UH的，现在是不是得加大输出电感？
lclbf离线LV8副总工程师积分：2521|主题：23|帖子：498积分:2521LV8副总工程师 14:06:38倒数2&你看看这是原厂资料，你可以对比研究一下。若是还是不能解决问题，你可以找设计这个IC的本人，我有他的联系方式，用22V稳压管我也是问的他，你可以试试，有些 你想到的你可以大胆试试，其他资料只能参考。 本帖最后由 lclbf 于
14:09 编辑
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||CloseRain离线LV6高级工程师积分：1261|主题：14|帖子：108积分:1261LV6高级工程师 10:20:40&图对吗
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 10:42:57&图是在电源网上找的，还请大哥帮忙看看
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 10:55:50&在哪抄的图？追究责任。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 11:08:08&额。。
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在这找的，第一次做BUCK，还望大哥指导下啊，现在搭的电路Z1是24V，输出端加了个10K的假负载，现在输出是38V，而且有点飘，但涨的不是很快，还请帮忙看看
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 11:17:52&关键的地方你发挥了一下想象空间
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 11:24:35&额。。还望版主明示啊！
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 13:36:09&检查输出+/一是否搞反了
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 14:12:52&这个应该没有把？我刚把C1那个电容去了试，输出直接130V，1K电阻和芯片又烧了。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 14:56:06&版主大哥求教啊，怎么调都不正常
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 15:28:10&看走眼了？手机不方便，之后再看看了
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 15:32:02&多谢版主回复，现在就是输出38V左右，且电压有点不稳，带个0.2A的负载输出直接掉到27V。。麻烦版主看下，不胜感激
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 17:21:10&输出带0.4A的负载，输出电压25V，测了下MOS的漏极波形
AFFC21FEF10835CCC69DEFA8.jpg (82.02 KB, 下载次数: 0)
17:20 上传
，加了一会反馈那个1K电阻就又冒烟了，看输出电压又在慢慢往上升
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 10:08:14&看了一下规格书，这个芯片是源极驱动的，VCC为5V左右，控制的重点是FB电平，重载1.3V（短路保护阀值，估计占空比0.5），轻载2.5V（跳频点，估计占空比0.1），空载保护2.8V（打嗝），芯片典型应用是反激。
你现在是浮地的Buck应用，拓扑上也是可以的，能否正常运行，取决于FB信号的匹配，感觉有点问题：
1，你输出25V，占空比在跳频点附近，应该不能稳定。改输出到100V左右看看如何？
2、FB采样信号为电感端电压的正程峰值信号，因为续流管会导通，电压为0，因此它应该就是输出电压，控制逻辑是对的，但信号完整性有问题。
3、你电阻发热，感觉就不对了，应该是FB已经坏了。FB这个脚是信号输入端子，应该没有多少灌电流能力，特别是这样低端的芯片。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 09:27:28&版主我刚去实验了下，我把输出稳压管改成48V的，R1是1K，C1是0.1UF，电感680UH，输出电容100UF/100V的，现在空载输出62V，且电压还是有点上涨，带个0.2A的负载输出掉到50V，这是为啥，还望版主有时间帮忙看看，不胜感激
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 09:34:53&你先用此贴15楼的表格核算一下你的电感
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 10:19:54&我刚把电感换成了1.5MH，把R1去掉了，输出电压空载在51V，带0.2A负载电压在46V，但是输出电压小幅度的一点点的降低呢？
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 10:34:40&嗯，差不多解决了，剩余的事自己慢慢弄了
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 11:01:07&现在能把空载电压再弄低点吗？我把R1改成100欧姆了， 现在带0.2A负载在48.8V，但加个一分钟输出电压掉到48.2V，测得FB电压为2.9V，这输出电压怎么让它稳定呢？测得MOS漏极波形还是那种三角波啊，第一次做BUCK还是小白，望版主关注下，不胜感激
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 11:08:57&你是浮地，FB上的电压不好测吧？意思是你的数据可能是假的。
漂移的问题，多数是热的问题，少数是干扰的问题，你适当增加FB滤波电容看有没有改善？PCB有没有问题？
空载问题，是能量问题，适当的电感参数可以减小空载能量，用点假负载也是通常的方法。
这颗芯片是很低端的，不清楚内部处理做得好不好，更何况你的应用并不是芯片的典型应用，指标不要提太高。
本帖最后由 nc965 于
11:20 编辑
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 11:56:18&FB电容加大有效果，带0.2A的时候没事，带0.4A的输出掉到47V，然后输出又稳不住，然后没一会不知道哪冒烟了但是没烧坏东西，这个IC看PDF能到24W啊？芯片过流了？空载输出还是52V左右，加了10K&&5K假负载都没效果
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 12:02:30&你是玩玩呢还是想做产品？
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 13:37:03& 是要做个产品的。
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 15:00:44&做产品的话这个芯片有点玄乎，之前说了FB信号完整性有问题，不知道你明白我的意思没？
FB信号是个直流电平信号，有个线性调整区间，你要想办法实现这个。意思是，你现在的电路不是线性控制的，C1上的电压不连续，没有下拉通道，因此输出锯齿波。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 15:08:59&版主意思这颗IC不适合拿来做BUCK吗？？这BUCK电路真不好调，不知道发这电路那哥们咋做到48W输出的。。。。。。
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 15:24:18&做多少W？是热问题，反激能做24W，Buck做48W是有可能的。重点不在这里。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 15:28:16&能做个20W就可以了，拓扑肯定是要用BUCK，要用反激的话空间就放不下了，我现在是要做这么一个东西，220VAC转24V0.6A左右 然后去驱动一个24V0.3A左右的风扇电机的，这个BUCK做的只是个辅助电源。
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 15:36:42&这主意不错，你现在需要解决2个问题
1、你有东西冒烟，要找出原因
2、FB信号要做成线性的
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 15:56:35&多谢版主一直以来的关注，我自己再试试看。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 09:50:00&版主，我现在调试了是这么个情况了，输出改成24V稳压管，R1为300欧姆，C1为1UF，输出端假负载是3K，现在空载输出28V，带0.3A负载输出24V，但电压一直慢慢往下降低，过一分钟后就保护了，电感是680UH的，现在是不是得加大输出电感？
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 09:59:39&电感多大？要计算，已经给你表格了
要解决输出不稳，要让FB信号处于线性控制区，也告诉你了，C1上要并联一个电阻，100K试试？
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 10:33:47&我刚在C1加了100K的电阻，电感也换成了1MH，带载之后输出电压是比之前稳些了，但是还是带个一分钟左右就保护了，这是为啥啊，0.3A都带不了吗
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 10:43:45&那就再小一点，直到完全稳定
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 10:52:27&电阻我从10K到100K之间都换过，带0.3A负载输出基本上稳定了，但是烧不过一分钟左右就保护了，输出就10几 20几V来回跳动了。
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 12:13:17倒数10&想办法检测FB波形，稳住它。手持示波器看行不行。或者直接用电池看。
本帖最后由 nc965 于
12:16 编辑
nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 12:15:30倒数9&开关波形容易观测，贴出来看看
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 19:53:24倒数8&不好意思&&下午出去买了点东西，续流管换成了UF4007了，开关波形还是这种锯齿波
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19:52 上传
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 19:54:02倒数7&FB脚波形
8IAY9)G4ZOR{N8S(J9091OC.png (189.07 KB, 下载次数: 0)
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zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 19:55:55倒数6&我找到这IC BUCK应用了，我都和这图一样的搭了，为啥就是有问题呢
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zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师 10:01:07倒数5&版主大哥在不？调了FB电阻还FB对芯片地的电容几个参数试下来带0.3A还是带不住，
||nc965离线LV7版主积分：26307|主题：104|帖子：9090积分:26307版主 11:44:00倒数4&叫你算电感，算没？叫你用电池，用没？叫你抓图，我看不见清坐标。
zx离线LV2本网技师积分：168|主题：4|帖子：40积分:168LV2本网技师最新回复 13:33:07倒数1&谢谢版主一直以来不厌其烦的教导，这个调试成功了，现在空载输出51V，带0.4A负载输出48V，昨天烧了一下午没事了，目前就是在稳压管后面串了个2K的电阻，电感我算过了是880UH，我选用的1MH电感，之前加大负载烧一会就保护了是因为电感饱和了，把电感线径加粗就好了。
xd285070离线LV8副总工程师积分：3102|主题：12|帖子：674积分:3102LV8副总工程师 13:46:13倒数3&这种外接fb的ic，最好还是用光耦控制，，，，，，
wangdongchun离线LV8副总工程师积分：4951|主题：17|帖子：1271积分:4951LV8副总工程师 00:18:01&跟楼主一起学习一下
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