transceiver
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Auto_IQ calibrated CMOS transceiver for 802_11gAn Auto-IQ calibration CMOS transceiver for 802.11gAdvisor: Shey-Shi Lu Speaker: Ju-Hung ChenAuthorThesis for degree of doctor of...
Wireless Transceiver Systems Design
Springer 2008年6月新书《Wireless Transceiver Systems Design》，一本很不错的Wireless Transceiver VLSI设计方面的书...
Transceiver与PA的制程来分析。在Transceiver的制程部分，虽然目前BiCMOS制程仍为市场主力，但近来厂商也积极发展RFCMOS与SiGe
BiCMOS等制程技术。根据StrategyUnlimited的估计，到2004年，BiCMOS制程的Transceiver芯片的市场占有率将逐步下滑到仅约全球66％。而预估SiGe制程的...
MTK GSM GPRS RF transceiver 6139 x……...
A 22.4 GHz TransceiverA 2.4 GHz Transceiver RF Front-end for ISM-Band Digital Wireless CommunicationsSen-You Liu and Huey-Ru Chuang National Cheng Kung Universityhis paper is a...
Transceiver architectures for wireless ICsmixed signalTransceiver architectures for wireless ICsMost of tomorrow’s wireless offerings will require a digital platform. Understanding...
现代通信收发机设计 Wireless Transceiver Design
Product Description
The insatiable demand for high-speed real-time computer connectivity anywhere, any time, fuelled by the wide-spreading acceptance of...
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integrates a radio transceiver operating in the 2.36 GHz to 2.48 GHz range supporting a range of FSK/GFSK and O-QPSK modulations, an ARM CortexM0+ CPU, up to 512 KB Flash and up to 128 KB SRAM, BLE Link...
:5.5 V最小工作温度:- 40 C最大工作温度:+ 85 C封装 / 箱体:SOT-23-6运行时间—最大值:1.5 ms单位重量:36 mg
6、群演3，U500，NTSX2102GU8H，转换 - 电压电平 BL SECURE INTERFACES & POWER，参数如下
类型:Dual Supply Translating Transceiver传播延迟时间:5 ns电源...
:5.5 V最小工作温度:- 40 C最大工作温度:+ 85 C封装 / 箱体:SOT-23-6运行时间—最大值:1.5 ms单位重量:36 mg
6、群演3，U500，NTSX2102GU8H，转换 - 电压电平 BL SECURE INTERFACES & POWER，参数如下
类型:Dual Supply Translating Transceiver传播延迟时间:5 ns电源...
管理方针，确保产品达到完美品质。
芯导电子一直以用户需求为核心，在深耕国内市场开拓的同时，积极拓展海外市场，目前产品已远销欧美日韩及东南亚等国家与地区，在智能终端、网络通信、安防工控、汽车电子、智能家居、照明等应用领域具有卓越的产品及整体方案优势。
上海芯导（Prisemi）产品线大全：电路保护期间、电源管理芯片
上海芯导（Prisemi）产品线
RF Transceiver...
SGL-CH 15kV ESD Line Dvr/Rcvr，参数如下
产品种类:RS-232接口集成电路功能:Transceiver数据速率:460 kb/s激励器数量:1 Driver接收机数量:1 Receiver电源电压-最大:5.5 V工作电源电压:3 V to 5.5 V电源电压-最小:3 V工作电源电流:5 mA最大工作温度:+ 85 C最小工作温度:- 40 C封装 / 箱体...
若是这原因理论上应该板端的定位速度就会慢了 不会到Wireless 才变慢所以可能性不大
9 . MSM 来料问题 因为最终GPS 信号 会送到BB 的Modem 去做解调不过同第7 点 若是这原因 理论上应该板端的定位速度就会慢了不会到Wireless 才变慢
10. 由上面可知 频偏跟X’TAL/PMIC/Transceiver/MSM 有关因此Shielding Cover 除了有可...
Interface& & & & Motorola(MC33290)& & & & ILA82C251& & & & CAN Transceiver for 24V systems& & & & Philips(TCA82C251...
communications
• Separate signal polarity control for transmission and reception
• Swappable Tx/Rx pin configuration
• Hardware flow control for modem and RS-485 transceiver...
解决方案那里还不错，去用户如BAT那里也只是平台的一部分，类似IT，地位远不能与核心应用相比。
为什么最近几年fpga变得越发受大家重视了
FPGA的发明就是提高数字电路的重复利用性，通过可编程的方式实现不同的电路逻辑功能。随着FPGA结构的不断演变和工艺的不断提升，在FPGA内部集成了越来多的资源，比如BRAM、PLL、DSP、Transceiver、 DDR IP以及处理器ARM等...
= 10 m, with 5 ns/m signal delay time.
Propagation delay time : 2 * ( transceiver loop delay + bus line delay ) = 400 ns
BRP reg = 4
BRP = BRP reg + 1 = 5（5分频）
CAN time quantum：& &tq = 5...
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热门资源推荐?充足的GNDVIA，特别是PA和switchp；?避免PA的输入和输出之间，开关的输入和输出之间；?Transceiver下面在表层不要有线；；?为减小寄生电容，挖GND处理：天线的PAD下面；L4为参考GND；；?Vramp/AFC/IQ线/clk线避免被其他；Transceiver布线指南：；1)保持RF信号走线与附近的过孔之间有足够空间隔；2)诸如L
? 充足的GND VIA，特别是PA和switchplexer下面； 注意阻抗控制线,铺GND时用0.3mm clearance；
? 避免PA的输入和输出之间，开关的输入和输出之间的耦合；
? Transceiver下面在表层不要有线；
? 为减小寄生电容，挖GND处理：天线的PAD下面全部挖空，表层RF线和PAD下面，以
L4为参考GND；
? Vramp/AFC/IQ线/clk线避免被其他信号干扰或干扰别人；
Transceiver 布线指南：
1) 保持RF 信号走线与附近的过孔之间有足够空间隔离，这个距离应当至少为RF 信号线宽的两倍。所有 RF traces 都应当尽可能地短且直。
2) 诸如LNA 与IQ 信号线这类的差分信号线从IC 端到匹配元件的接头的走线应当平行且等长。DCS 及PCS频段的LNA 输入走线尤其要做到这点。
3) 所有接地引脚应当直接接到良好定义的主地平面，小容值旁路电容必须尽可能靠近电源引脚端摆放。
4) IC 下面的地焊盘应该填充尽可能多的地过孔。如图2.1 所示
5) 不要在靠近LNA 输入端的地方放置、交叉任何信号线或开关的输出走线。（包括在LNA 的走线的邻层）
6) 环路滤波器的元件和走线必须远离噪声信号。任何走线都不得靠近他们。另外，环路的地过孔须紧密排放一起。要使环路滤波器的环形区域尽量小的。
7) 如果邻层之间的走线重叠不可避免，那就让它们尽量地彼此正交走线。
8) 不要让VCC 走线形成一个闭环回路。为了避免级间耦合，电源走线可选择总线或者星形结构的布局。
9) 地过孔之间的距离要小于可能潜在的最高工作频率的信号或者潜在干扰信号的波长的1/20, 避免使用射频性能不好的用于散热的地孔。
10) 除非给RF 走线用的板层介质厚度超过10 mils ，否则不要在LNA 的匹配输入端的下面有什么任何走线。
11) 给LNA 输入端走线用的层厚至少要10mils。
12) 不要把在顶层上的屏蔽罩接地走线连接到RF 模块的地上。
13) 在pin1~pin14 与 pin43~pin56 之间的拐角处放置适当的地过孔。
14) 建议13/26MHz TCVCXO 离MT6129 远一点，不要在TCVCXO 下面有任何的走线。
15) Creg2 的接地需要从用顶层到Layer2 单孔连接。不要在transceiver 模组隔间里铺多边形的地，以防止有不确定的电流流经Creg2 的地。
一些其它重要的射频相关走线：
26MHz TCVCXO VAFC :
非常敏感的信号，一定要严格保护。保证基带IC 的AVDD 足够“干净”，否则可能会引入Frequency Error 问题。
PA 的散热过孔
在PA IC 下面的接地焊盘上，一定留有足够多的散热过孔及足够大的敷铜空间 ，否则很有可能会引起功率下掉的现象。
TX 与 RX 之间的隔离
要特别注意RX 与 TX 走线之间有足够大的距离，尤其是在高频段； 最好保持PA 有良好的独立的屏蔽 ;否则很有可能会降低接收灵敏度及在低功率等级时引起 PvT fail。
Layout：天线设计
这里简单比较一下两种主流PIFA皮法和MONOPOLE单极天线，以及分别适用的机型结构： 有效面积mm2
天线投影下方
天线馈源 天线体积
超薄折叠机
超薄直板机
皮法（蓝牙部分）
Layout: BB处理
模拟部分外围走线要紧凑，避免交叉和干扰(特别注意
VRBG,AVDDAUX,AVDDBB,AVDDVB,AVDDVBO）；
? 保证模拟部分有一个相对干净的GND（L2或L3）； 不同模拟GND要单点接地处理；避免数字部分的线对模拟的干扰； 尽量压缩从BB先到MCP.再到其他总线设备;
Layout: VBAT处理
? 星型走线：不同的分支到PA，到BBchip ，到Audio PA等； 滤波电容靠近芯片Pin摆放，电源走线先走到滤波电容，再走到芯片Pin脚 针对不同电源在电源层进行了分割，走线就近回流通路 根据流经的电流大小来控制不同分支的宽度和打孔数量，Power Q诱多打
? VBAT线需要避开其他线，特别是audio线；高频时钟信号、RF信号等易感信号、数据BUS
? BB内部的LDO分别给，digital, analog供电，相应的电源也要用不同分支来供电，中间
串BEAD接到VBAT。
Layout:电池电路
? 充电电路远离RF、Audio以及其它敏感电路 充电电路元器件紧凑布局，以尽量缩短模拟信号的走线 Vbat和VCHG上的Bypass电容靠近pin脚摆放 考虑电流降额，充电电流流过的路径（比如VCHG/ISENSE/三极管集电极/三极管发射极
/Vbat）用粗线走线（500mA至少20mil）
? 散热时需要将充电芯片或电路中的导热引脚以粗线和多过孔接到大面积铜箔上, 并且在发
热单元周围表面铺地以散热.
Layout: audio处理
? Audio的线（特别是MIC的线）一定要同其他的线充分隔离，保证上下层都是比较完整的
GND，整个用GND包起来；
? audio PA的输出功率较大，注意线宽；减少PA在最大发射功率时由电源引起的217HZ的
? 基带芯片音频部分电源AVDD36，AVDDVB，AVDDVBO，VBREF1的走线是否足够短、足够宽 speaker的滤波电容靠近芯片、连接器和SPEAKER的地方分别放置 保证所有audio信号经过滤波以后进入到芯片之前不能受到任何天线辐射的干扰，具体做
法是中间层走线，上下两层都是地平面，信号线两侧有伴随地，且信号线两侧打上足够多的接地孔。
? 尽量避免其它信号（power,digital, analog,RF等）对与音频信号的干扰。禁止出现其它
信号与音频信号平行走线，避免交叉。尤其需要注意那些在整机安装完成以后可能会受到RF强烈辐射的信号。如果无法避免，需要在该信号线上加27PF滤波。
? 布线应避开Vbias,Vbias 受到干扰以后会引起上行噪音。 滤波电路的输入输出级相互隔离，不能有耦合。 注意Audio AGND布线，Audio AGND受到干扰以后会引起上行噪音。同时注意AGND是否影
? 上行、下行音频电路和走线尽量与其它电路和走线隔离，特别需要注意避开数字和高频电
路，避免由于音频电路受到干扰而引起上、下行白噪音。
Layout: Bluetooth
? Bluetooth Antenna [在PCB四角樽罴(D23.1)
三亿文库包含各类专业文献、专业论文、幼儿教育、小学教育、各类资格考试、中学教育、外语学习资料、文学作品欣赏、高等教育、RD_10630@52RD_手机PCB 布局及布线方案等内容。　
　PCB 结构图,应标明外形尺寸、安装孔大小及定位尺寸、接插件定位尺寸、禁止布线区等 相关尺寸; 对于新器件,即无 MRPII 编码的器件,需要提供封装资料; 以上资料经指...字号：大 中 小
年全球及中国手机射频行业研究报告
　　手机射频主要包括收发器(Transceiver)、功率放大（PA）和前端（FEM）。普通手机的射频系统相当简单，一个收发器，一个PA；FEM也可以以集成电路的形式出现也可以以分离元件实现。多模（Multi-band）手机则异常复杂，所有的3G或准4G手机和智能手机都是多模手机，需要对应数个波段的射频接收、发射与放大。&& &　　手机收发器通常都是由基频（Baseabnd）厂家提供，只有诺基亚例外。诺基亚的基频大部分都是和德州仪器联合开发的，而收发器部分，诺基亚则和ST-ERICSSON联合开发。除ST-ERICSSON外，没用独立的手机收发器厂家。& 　　因此通常要研究的手机射频系统只包括FEM和PA。因为每个波段对PA的要求不同，多模手机需要数个PA，因此多模手机的射频系统最高可达9美元，而普通手机只有1-2美元。　　以第二代iPhone为例，使用Infineon的PMB6952做收发器，使用Skyworks的SKY77340做GSM/GPRS/EDGE波段的功率放大，使用Triquint的TQM三片PA来对应WCDMA的三个波段。最新的四代iPhone也没有太多变化，使用Intel (Infineon)的PMB5703做收发器。实际其代号为SMARTiUE，一个Intel (Infineon)的BGA748做LNA放大。然后对应每个波段都采用了一个单独的PA，多达5个PA，分别是SKYWORKS的SKY77452(对应WCDMA的VIII波段)、SKY77459（对应WCDMA的V波段）、SKY77541。其中SKY77541是FEM还包含了GSM/EDGE的PA。TRIQUINIT的TQM676091、TQM666092分别对应WCDMA的I和II波段。iPad的射频系统也是同样设计。　　最新的三星Galaxy S 4G是一款准4G手机，该机射频系统比较复杂，主要元件有4个。收发器只有一个是ST ERICSSON的RF5000。FEM为SKYWORKS的SKY77544，SKY77544里面已经包含了GSM/GPRS/EDGE的功率放大。准4G波段也就是WCDMA/HSPA+ BAND IV（），功率放大使用了SKYWORKS的SKY77460。WCDMA / HSDPA / HSUPA /HSPA+ Band II ( MHz)波段则采用了SKYWOKRS 的SKY77447。&&& &　　智能手机、3G手机和准4G手机的出现，大大提高了手机射频系统的市场规模。不过手机射频通常是砷化镓元件，属于复合半导体，不是传统的硅半导体，全球只有少数厂家擅长此领域。砷化镓组件整体生产流程始自砷化镓基板制作，接以磊晶、晶圆制造，终至封装、测试。在磊晶领域，全球主要有台湾的全新光电、美国的KOPIN、英国的IQE，三家的市场占有率超过80%。　　砷化镓晶圆代工领域，主要有台湾的稳懋半导体、宏捷科技和美国的TRIQUINT，三家的市场占有率超过85%。而手机射频IC设计公司主要有RFMD、Skyworks、TRIQUNIT、Anadigics、Avago。
2010年手机射频相关公司收入统计0 && image.height>0){if(image.width>=700){this.width=700;this.height=image.height*700/image.}}" height=288 alt=.gif src=".cn/UpLoads/article08/2011IMG/.gif" width=211 border=0 temp_src="/UpLoads/article08/2011IMG/.gif">来源：水清木华研究中心
报告目录：
第一章、手机产业综述1.1、全球手机市场规模1.2、手机品牌市场占有率1.3、智能手机市场与产业1.4、中国手机产业地域分布第二章、智能手机与平板电脑设计分析2.1、三星Galaxy S 4G2.2、黑莓STORM2.3、HTC TOUCH2.4、索爱XPERIA X12.5、T-MOBILE T12.6、iPad22.7、MOTO DROID22.8、iPhone 42.9、HTC EVO 4G2.10、HTC DROID2.11、诺基亚N8第三章、手机射频产业与市场3.1、手机射频市场规模3.2、手机射频产业格局3.2.1、手机PA3.2.2、手机PA与手机品牌厂家配套关系3.2.3、手机收发器第四章、砷化镓产业4.1、砷化镓产业简介4.2、砷化镓产业链4.3、年PA需求与砷化镓晶圆需求4.4、稳懋半导体4.5、KOPIN4.6、宏捷科技4.7、全新光电4.8、IQE第五章、手机射频厂家研究5.1、Skyworks5.2、RFMD5.3、Anadigics5.4、Avago5.5、Freescale5.6、Renesas5.7、Triquint5.8、Infineon（Intel）5.9、Quaclomm5.10、ST-ERICSSON5.11、展讯5.12、联发科5.12.1、ADI产品线5.13、锐迪科图表目录：
年全球相机手机像素分布年自动对焦相机手机出货量年全球手机出货量2008年1季度-2010年4季度每季度全球手机出货量 与年度增幅2007年1季度-2010年2季度每季度全球手机出货量地域分布2007年1季度-2010年2季度每季度全球手机出货量技术分布年全球CDMA/WCDMA手机出货量地域分布年全球主要手机品牌出货量2009年1季度-2010年4季度全球五大手机厂家运营利润率年全球主要手机厂家智能手机出货量2010年中国手机产量地域分布SKY77544 内部功能模块图SKY77460内部框架图SKY77447内部框架图iPhone 4框架图年手机射频市场规模年手机射频市场规模波段分布年GSM手机PA主要厂家市场占有率年CDMA手机PA主要厂家市场占有率年WCDMA手机PA主要厂家市场占有率2010年诺基亚手机PA主要供应厂家比例2010年三星手机PA主要供应厂家比例2010年LG手机PA主要供应厂家比例2010年ZTE手机PA主要供应厂家比例2010年RIM手机PA主要供应厂家比例2010年APPLE手机PA主要供应厂家比例2010年索爱手机PA主要供应厂家比例2010年HTC手机PA主要供应厂家比例2010年手机基频厂家市场占有率2010年手机收发器主要厂家市场占有率年稳懋收入与运营利润率年KOPIN收入与运营利润率年KOPIN收入业务分布年KOPIN收入客户分布年宏捷科技收入与毛利率宏捷科技2010年收入产品分布年全新光电收入与运营利润率全新光电2010年1季度-2011年4季度收入产品分布年IQE收入与运营利润率年IQE收入业务分布年IQE收入地域分布财年SKYWORKS收入与毛利率财年SKYWORKS各项支出2009财年2季度-2011财年1季度SKYWORKS收入与运营利润率财年SKYWORKS收入地域分布财年SKYWORKS收入客户分布财年RFMD收入与运营利润率2010财年RFMD收入地域分布年ANADIGICS收入与毛利率年ANADIGICS收入客户分布年ANADIGICS收入业务分布年ANADIGICS收入地域分布财年AVAGO收入与运营利润率财年AVAGO收入业务分布年FREESCALE收入与运营利润率年TRIQUNIT收入与毛利率年TRIQUINT收入业务分布年TRIQUINT手机业务收入制式分布2009年-2011年Oregon 6英寸GaAs 产能2010年-2012年TRIQUINT德州厂进度表2009年-2011年TRIQUINT德州厂GaAs产能2009年-2011年TRIQUINT德州厂BAW产能2009年-2011年TRIQUINT佛罗里达厂FLSAW产能2009年-2011年TRIQUINT哥斯达黎加厂FLIP CHIP产能2008财年-2010年财年Infineon无线部门收入与利润Infineon无线部门Baseband出货量及主要客户PMB6952内部框架图财年高通收入与毛利率2008年1季度-2010年4季度QCT收入与EBT率2007年1季度-2010年4季度高通MSM套片出货量2010年高通客户分布展讯年收入与运营利润展讯2008年1季度到2010年3季度收入与毛利率统计展讯EDGE基频产品规划图展讯3G基频路线图展讯的SC6600V CMMB手机电视解决方案展讯手机电视多媒体解决方案发展路线图展讯产品一览QS3000 内部框架图年联发科收入与毛利率统计及预测年联发科手机套片出货量联发科产品路线图ADI的TD-SCDMA路线图ADI TD-SCDMA系统框架图AD6905内部框架图
季度全球主要手机品牌出货量2009年1季度-2010年3季度全球主要手机品牌收入及占有率2010年3季度全球智能手机操作系统出货量黑莓STORM零部件供应清单HTC Touch 零部件供应清单 (CDMA)索爱XPERIA X1零部件供应清单T-MOBILE T1零部件供应清单iPad2使用IC一览HTC Droid Incredible BOM诺基亚N8& BOM2010年手机射频厂家收入排名年稳懋各产品产量与产值2008年1季度-2010年4季度FREESCALE手机部门收入飞思卡尔手机射频产品一览高通7家分公司简介年高通主要子公司财务状况年高通芯片出货量及占有率展讯年手机基频芯片出货量年锐迪科收入与运营利润
北京水清木华研究中心
电话：010-
function open_phone(e) {
var context = document.title.replace(/%/g, '％');
var url = document.location.
open("/ishare.do?m=t&u=" + encodeURIComponent(url) + "&t=" + encodeURIComponent(context) + "&sid=70cd6ed4a0");
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请不要超过6个字关于直接上变频手机平台出现相位误差问题的初步探讨
[年写的一个小文档，以前发到博客上。但是发现一些图片丢失了，这里重新发送一遍。]
l 相位误差基础
l 射频发射机基础
l NXP平台发射机基础
l 相位误差故障分析和调试
1. I/Q信号直流分量不平衡
2. Balun电路
3. 收发器TC和功率放大器PA之间的匹配滤波
4. 功率放大器输出匹配
5. 天线开关ASM控制线的退耦
6. 发射功率通过接收回路的功率回馈
7. 辐射测试下，天线失配问题等等情况
8. 和屏蔽罩（shielding can）相关的一些问题
9. PA的供电问题
10. 26MHz oscillator稳定性
11. Transceiver供电线退耦问题
l 相位误差的基本调试步骤
l 写在后面的话
l 参考文档
l 版本管理
直接上变频 Direct-up Conversion （DCR）
偏置锁相环发射 Offset PLL Translation Loop
相位误差 Phase Error （PE）
频率误差 Frequency Error (FE)
IQ In-phase & Quadrature phase
载波抑制 Carrier Rejection
动态范围 Dynamic Range
自动增益控制 Automatic Gain Control
功率回馈 Power Feedback
菲利浦半导体 PS
NXP PS的手机平台现在为NXP公司所有
原点偏移 Origin Offset (OOS)
射频收发器 TC(or TCVR)
功率放大器 PA
恒定包络 Constant Envelope
非恒定包络 Non-constant Envelope
天线开关模块 Antenna Switch Module
屏蔽罩 Shielding Can
Balun 平衡到不平衡变换器
声表滤波器 SAW Filter
模拟基带 Analog Base Band (ABB)
TXM Transmitter Module (PA + ASM)
PCBA 带表贴器件的印刷电路板
经常会收到朋友们的反馈，他们在Phase
Error相位误差方面碰到很大的问题。有时候连续工作两三个星期，都没有找到很好的办法。
大家比较关心的问题是：相位误差和PA有关系吗？为什么同样的PCB，不同的批次，问题的现象会不一样呢？辐射测试碰到问题，该怎么办？
本文的目的是总结一下目前我所碰到的相位误差情况，试图分析产生这个问题的各种原因。
一是对过去经验的一种总结和提炼，二是希望对大家的工作有一定的借鉴意义。特别是对那些刚刚进入手机行业的射频工程师，希望能够帮忙他们迅速的成长起来。
为了方便大家阅读，本文对很多英文缩写直接使用了中文，抱歉没有一一标注出来。力求通俗，易于理解。
本文主要以NXP公司的手机平台为例，来分析碰到的问题和解决的办法。
我想，对于所有采用直接上变频系统的手机射频方案，都有一定的参考意义。比如MTK公司MT6139（MT6140..）。
由于笔者水平限制，有错误的地方请大家多多指教。或者您有更好的想法和建议，欢迎联系我一起讨论。
相位误差基础
1. 什么是相位误差
相位误差是手机发射信号经过解调后的相位和理想相位之间的差别。一般相位误差和频率误差对我们的测量仪表来说，是同时测量得到的。详细测量方法、条件和测量计算步骤请参考
2. 测量的目的和理论
相位误差是一项基本的衡量GSM调制精度的指标，揭示了发射机调制器的性能。相位误差有问题，一般表明I/Q基带产生器，滤波器和发射机电路里面有问题。功率放大器的一些问题也能够导致很高的相位误差。在实际的通信系统中，不好的相位误差能够导致接收机无法正常解调。在网络信号不好的时候，这种表现更加严重，影响到了信号的覆盖范围。
这一点大家可以理解：GSM本身是一个调相系统；信号的相位上面携带着有用信息。如果相位被打乱了，接收机解调出来的信息肯定会出现问题的。
下面的图片详细讨论相位误差的理论：
以上图片显示了仪表如何计算相位误差的。
1. 接收机对发射机的输出进行下变频后，然后开始采样。这样做的目的是为了捕捉到实际的相位轨迹。
2. 接着接收机解调和计算出理想的相位轨迹。
3. 将实际的相位轨迹和理想的相位轨迹相减，就得到了误差信号。
4. 误差信号的倾斜度就是频率误差（相位除以时间）。
误差信号的波动定义为相位错误。一般的说法是均方根(RMS)和峰值。以下图片标注出了手机的测量标准要求。详细的标准请参考ETSI
TS.1这一章节。
[上面关于相位误差的描述，翻译自Agilent应用文档。]
3. 实际的测量
以上是从CMU200通信综合测试仪截取下来的图片。分别测试了频率误差（Frequency
Error），相位误差的均方根（RMS）和峰值（Peak），原点偏置（Origin Offset）和IQ信号幅度不平衡（I/Q
Imbalance）。大家都很熟悉，不赘述了。
射频发射机基础
在我们进行相位误差问题探讨之前，有必要准备一些射频发射机的基础知识。在大家的脑海里建立一个基本的发射机概念。这对于我们以后解决实际问题是很有帮助的。
传统发射机的架构
模拟基带产生的IQ信号经过射频发射机转换到射频信号，然后由天线发射出去。因此，射频发射机扮演着将基带信号转换成射频信号的角色。
射频发射机的设计必须注意下面的几点：
1. 调制精确度（modulation
accuracy）。射频发射机的调制精度决定了发射机的信号品质好坏，因此会影响到接收机解调之后的误码率。
2. 线性度。电路的非线性会让发射信号失真，进而导致接收机解调后的误码率升高。
3. 增益的动态范围。射频发射机必须有足够的动态范围，以避免接收机饱和。在3G
WCDMA系统中，发射机必须有1dB的增益解析度，而且动态范围必须大于80dB。现在我们用的GSM手机中，增益解析度为2dB。动态范围是30dB左右。
传统的发射机为两次上变频发射机结构。包含变频器，通道选择滤波器，中频可编程放大器，驱动放大器和信道选择滤波器等等。
变频器的作用是将模拟基带信号转换成中频信号。如下图所示：
数学表达式如下：
其中，G是IQ振幅差异，Φ是相位误差，D是直流误差。
如前面所述，调制器的精度决定了发射机的信号的品质好坏。当输入的基带IQ信号在相位和幅度上面存在误差时，会在调制器的输出端产生邻信道泄漏。比如我们经常碰到的调制谱的问题。这里不展开讨论。
根据上面的公式推导，当输入信号在DC方面存在误差的时候，会产生载波泄漏(Carrier
leakage)。这一点我们在后面分析相位误差产生机理的时候，会详细地谈到。
以上两方面都会对调制精度产生影响。所以我们在电路设计的时候，必须要降低IQ信号之间的相位、幅度和直流误差。
回到上面传统的发射机结构来，传统的二次变频结构有下面的缺点：
（1）使用中频通道选择器降低了集成度。
（2）耗电大。
（3）信号输出无法进行更好的杂散抑制。
为了克服上面的缺点，偏置锁相环结构的发射机就应运而生。
偏置锁相环发射机架构
如上图所示，基带信号经过一次上变频，变成中频信号。中频信号经过限幅后，通过锁相环路对一个电压控制振荡器（TXVCO）进行相位的调制，从而产生发射信号。
这种结构能够降低发射机的功率消耗，输出射频信号中杂散比较低，同时更适合IC集成设计。
当然，这种结构也有自己的缺点，仅仅能够用于恒定包络系统。另外因为偏置锁相环受到了环路带宽的限制，只能用于窄带通信系统。
偏置锁相环路发射结构广泛用于GSM系统中。后面的内容中，我们谈到NXP的参考设计的时候，会详细地谈到这些情况。
直接上变频发射架构
基带信号经过混频器直接调制到射频。非常简洁。这样省去了中频选择滤波器和中频混频器。整个发射机能够被整合到一个芯片上面。发射机的增益可以通过（基带可编程增益衰减器）BBPGA和混频器增益来控制。
采用这种结构的发射机载波带宽要比偏置锁相环结构大，并且适用于非恒定包络系统。我们看到NXP
参考设计中，EDGE也是采用这种结构。
当然，这种结构也有自己的缺点。由于本振信号和发射机载波频率相同，本振信号泄漏到混频器输出端后，无法虑除。因此载波泄漏比较严重。
过大载波泄漏造成接收机无法进行解调。下面简单分析一下EDGE
模式下的载波泄漏情况。当系统需要很大的动态增益范围时候，这个问题严重。当发射机功率降低的时候，泄漏的载波功率不会降低。因此当泄漏的载波和发射信号功率的比值到达一定程度的时候，接收机根本无法解调出信号来。为此，直接上变频发射机结构必须搭配载波抑制自动校正回路来使用，这样才能维持载波泄漏和发射功率之比为固定值。
这个载波抑制自动校正回路我在NXP平台的产品资料中没有找到相关证据。
极化调制系统
因为我们目前的工作没有用到这种结构，这里省略不谈。
拟定增加极化调制部分的说明。准备另外一篇文档对这种平台的问题进行总结。
目前采用极化调制公司有：RFMD,Infineon,QCM,Renesas，Skyworks。
NXP平台发射机基础
在列出各种相位误差现象进行分析之前，有必要对NXP平台在发射机方面的演进做一些简单的描述。
我们接触到的平台有sysol2、
sysol3、sysolme、Dragonfly和5210。这些平台采用的发射机结构是有变化的。
前文中谈到了，相位误差揭示了发射机的调制器性能。不同结构会带来哪些性能上面的差异呢？
我们略过基带部分的GMSK信号产生过程不谈，直接说说RF部分。
和sysol3采用的是偏置锁相环发射机结构。而sysolme和它以后的产品采用的是直接上变频发射机结构。因为这两种发射机结构的不同，带来在相位误差性能上面表现很不同。我们在sysolme之后的时代在相位误差方面迎来了比较大的挑战。
1. 偏置锁相环结构发射机(UAA3536)
来自基带的已调信号分成In-phase 和Quadrature
phase信号（I/Q）。这些信号加载到正交混频器上面，变成中频后，被一个偏置锁相环（offset translational
loop）电路转换到载波频率。
这种解决方案主要的好处就是在相位频率检测器和发射压控振荡器之间的低通滤波器作用相当于一个带通滤波器。这个带通滤波器中心频点在载波上面（可以这样来理解发射机结构）。
相位锁定环路在这里起到了关键的作用。这种发射机架构不需要外置的滤波器，并且在使用简单调制器的基础上面，实现了很好的输出频谱性能。经过几代的演进，集成度和成本方面都已经比较良好了。
2. 直接上变频结构发射机(UAA3537,UAA3587,…)
这种直接上变频结构和上面讨论的发射机结构差别很大,没有发射环路，没有中频。也称作零中频。调制器直接将IQ信号转换到射频信号。正如你所看到的，发射机结构非常简单。但是，这种结构对射频调制器的噪声杂散性能的要求很高（记得TX
SAW filter的故事吗？），同时对实际的电路走线也很敏感。
这就是为什么我们采用Sysolme和DF平台以来，射频设计面临的巨大挑战来自于哪里了。直接上变频结构带来了电路的敏感性增加。相位误差Phase
Error就是一个经常令人头疼的问题。
小结：前面为大家准备了一些基本概念和射频发射机架构的知识。受篇幅限制，并没有详细的说明，请参考相关文档。
牢靠的基础知识是我们举一反三分析问题的源泉。在实际工作中我们才能够不局限于本篇所举的例子。
下面进入正题。
相位误差故障分析和调试
以上我们讲了很多结论性的东西，往往对一件事情直接描述后，给出结论。这样可能让大家比较困惑。比如说，为什么直接上变频结构就比偏置锁相环路结构在电路设计上面挑战更大？相位误差到底是怎么出现的？由于理论水平有限，只能这样敷衍一下了。
下面就一些电路设计的实际问题进行举例分析。希望能够拓宽大家的工作思路。
相位误差测试我们在实际工作当中分为传导测试和辐射测试两种。以下叙述中不分开讨论。另外 TC
UAA3536已经很少有人使用了。后面所有的讨论只针对直接上变频系统。
和相位误差相关的几个因素如下:
l I/Q信号直流分量不平衡
l Balun电路
l 收发器TC和功率放大器PA之间的匹配滤波
l 功率放大器输出匹配
l 天线开关ASM控制线的退耦
l 发射功率通过接收回路的功率回馈
l 辐射测试下，天线失配问题等等情况
l 和屏蔽罩（shielding can）相关的一些问题
l PA的供电问题
l 26MHz oscillator稳定性
l Transceiver供电线退耦问题
下面的文字将会对以上列举的情况进行具体的电路分析，一些常用的电路调试方法也会被介绍到。
I/Q信号直流分量不平衡
IQ信号的不平衡，包含幅度、相位和直流分量三个方面。因为前两项，我们都无法修改，略过不谈。这里仅仅说说直流分量。
分析：首先我们看上面的图片。这就是在TAT软件中我们能够进行调节IQ offset的地方。许多人对这个IQ
offset到底是什么意思，弄不清楚。在工作中需要深入分析和解决问题的时候，碰到困难。注意图片中窗口左上角的英文字母。Carrier
Rejection 载波抑制。这里表示TAT软件在对IQ信号中的直流分量进行调节。保证IQ两路在直流分量上相等。
在上面射频发射机基础一章中，我们对变频器有一个简化的数学公式。我们知道，如果在进入混频器时，如果存在直流分量，那么在输出端，我们会看到载波泄漏（D*cosWc*t）。
这就是为什么TAT中将IQ直流分量调节说成是Carrier Rejection的原因。
至于为什么调节直流分量会对相位误差产生影响呢，我自己也理解不清楚。我以前的想法是直流分量只是决定了星座图上面的原点偏移量而已，不会对实际的相位轨迹产生影响。
但事实上我的理解可能是不全面，或者有问题的。载波泄漏为什么会导致了发射机的相位误差问题？需要进一步理论解释和实验验证。
抛开这个问题，由此我们可以得出这样的调试电路的方法：
l 出现相位误差问题的时候，察看原点偏置这项指标（CMU200可以,8960我们没找到这项测试）。如果Origin
Offset差于-30dB，那么可以调节IQ Offset来试试看，看看能不能解决问题。
l 大功率下面相位误差大，小功率下面也大，原因之一IQ Offset方面的问题，原因之二可能是TC
供电管脚的退耦，原因之三可能是TC射频输出负载有问题。
前文中提到，现在我们用的射频发射机结构都是采用直接上变频结构。直流分量对此的影响是非常大的。我们知道一个直流分量加载到混频器上面，混频器将会输出相应的频率分量。非常明显，多少直流分量，将会在混频器之后产生多少的载波泄漏。这一点需要提醒大家注意。
分析：Balun的本意是不平衡变压器的意思。在我们的系统中，作用是将平衡差分的2路信号，转换成不平衡的单端信号。
Balun本质上是移相电路。常用的是用绕线变压器来实现阻抗和平衡到非平衡的转换。我们这里用的是LC组成的移相电路。
我们用ansoft designer进行简单的原理图仿真。结果如下：
理想的两路差分信号之间的相位差是180度。经过LC移相180度后，在非平衡端口进行正相叠加。
下面我们简单用公式推导一下，了解一下balun到底带给我们什么。
这里假设在Balun的单端口这一点，来自两个差分两路的信号假设为aSinwt和bSin(wt +
n)。这里的a，b表示Balun不同两路带来的幅度不平衡，n表示相位不平衡，也就是说，Balun没有带来准确的180度的相位差。我们假设对于200KHz带宽的GSM信号，在200K带宽内所有频率信号的幅度不平衡和相位不平衡都是相等的。为什么这么假设，后面将会讨论到。
于是我们有了下面的公式推导：
aSinwt+bSin(wt+n)
=aSinwt+b[SinwtCosn+CoswtSinn]
=aSinwt+bSinwtCosn+bCoswtSinn
=[a+bcosn]Sinwt+bSinnCoswt
这里不一一推导了。最终结果是：
aSinwt+bSin(wt+n) =
我们来一起分析一下上面的结果。
根据实际情况，上面结果中的有一些解要被舍弃的。姑且不讨论这个问题。
我们看Sin函数前面的系数。如果相位不平衡n=0，也就是说，Balun能够正好完成180度的相位变化。那么Sin函数前面的系数，就等于(a
b)。也就是说在Balun完成180度相位变化的时候，差分的两路信号能够完全的正向叠加。没有能量的损失。（这里不考虑电路本身的插入损耗。）如果n不等于0呢，带来的后果是能量的损耗。也就是1加上1小于2的问题了。
2. 我们看Sin函数里面。信号经过Balun后，并没有产生额外的频率分量。仅仅是在相位上面有了一个相位的延迟。
当然，这个K*PI根据实际情况可能不存在的。因为一个电路的相位延迟应该是固定的。肯定不是一个周期的数。同上我们可以推论，n=0的时候，相位不平衡等于0。也就是说Balun在正好完成180度相移的情况下，差分两路在单端口叠加不产生相移。如果n不等于零呢，这样差分信号在不平衡端口叠加的时候，就会产生相移。这个相移也不会对信号的解调产生任何的影响。因为对电路来说，这个相移是固定的值。我们看作是线性失真。信号的线性失真我们是可以通过系统设计来解决的。用同样的方法分析a等于b和a不等于b，结论是相似的。
由此我们得到初步的结论：不论Balun电路完成180度相位变化的好坏，或两路有幅度不平衡问题，都不会对phase
error相位误差产生影响。
4. 那么问题出现了，为什么我们实际电路调试当中碰到的Balun电路对Phase
error影响还是非常大的。矛盾出现了！
我们以下面的原理图进行分析。
在图中 /2176/
Balun这些器件共同构成了TC混频器输出的负载。将5046的值变小，将会直接让相位误差变好，同时功率放大器的输入功率将会降低。过低的功放输入功率会导致放大器无法输出到额定功率，同时切换谱恶化。
设计电路的时候，我们在功率放大器输入功率和相位误差之间折衷考虑。
由此我们想这样解释上面的矛盾。改变Balun电路对混频器的负载影响比较大，从而影响了相位误差的性能。
这个问题因为个人水平的限制，无法给出一个合理的解释。
前文中我们提到了这里我们假设对于200KHz带宽的GSM信号，在带宽内所有频率信号的幅度不平衡和相位不平衡都是相等的。以上所有的分析都是基于这个基础的。我们知道在GMSK信号带宽约为200KHz。200KHZ带宽内信号的相位，随时间的变化携带着我们所需要的信息。Balun本身对200K内不同频点的信号相位不平衡和幅度不平衡是不一样的。说得有点绕口了。简单理解为一个载波信号经过Balun后，频率响应是不同的。这里我们也对此忽略不计。Balun的选频特性对于200KHz的带宽来说，表现不明显。
结论：适当的改变Babun电路，和其他TC负载相关的器件，能够影响到相位误差的性能。
收发器TC和功率放大器PA之间的匹配滤波
分析：我们以下面原理图作参考。
一般从TC到PA都是这种电路结构。一个2dB的电阻衰减网络加上几个PI / L型滤波匹配网络。
我们在设计这一部分电路的时候，一般考虑因素有下面几点：
1. 合适的电路衰减值以保证足够的功放输入功率。
2. 良好的滤波性能，以便抑制TC的高次谐波。
3. 留出电路调试的器件位置。
前面两点这里略过不谈。和主题相关的就是第三点。NXP的平台对这部分电路和上面一节中提到Balun部分特别敏感。往往弄得工程师无所是从。
电阻衰减网络的作用，一般的说法是这样的：
保证电路两边良好的隔离，负载变化对TC影响减小。我的理解是这样：因为PA工作在不同的功率等级时，三极管的结电容大小是不一样的。所以不同的功率等级情况下，PA的输入阻抗是变化的。为了克服阻抗变化带来的影响，采用了50
Ohm宽带的电阻衰减网络。（Google: VCO Load Pulling）
2. 灵活调节功放的输入功率。
实际调试NXP的平台，发现电阻网络用处并不大。PA输入功率调节我们可以通过TC内部的RF
AGC来调节。至于克服PA输入阻抗变化的影响，我还没有明显感觉到这种作用。我的建议是：电路上器件的位置可以保留。调试电路的时候，可以更换为其他器件。
上图中的RF AGC 和BBI
AGC选项，分别说的是TC内部输入混频器前的衰减器和基带部分的输出IQ幅度调节器。一般来说，越大的衰减，意味着更好的相位误差（也有例外的），更小的TC输出功率。慎用。
下面我们再来谈谈PA输入端的那一堆电感和电容。射频设计的不确定性、芯片内部设计资料的缺乏和工程师水平的限制，以上原因，让我们放了一大堆0
Ohm和NC的器件。
我们来看看NXP的Dragonfly平台参考设计的电路匹配：
红色线框内器件相当多。可见NXP自己对这一部分的电路也是给予相当的关注的。下面是优化改进后的电路。
调试这一部分电路的方法没有太多的理论可以说。最好的方法是用手碰碰这些器件，如果发现相位误差有较大的改善。那么试着增大器件的值，看看有没有好的效果。一般的经验是电感电容的值越大，效果越好。在TC输出管脚旁边放置一个PI的LC滤波网络效果会比较好。一般的做法是TC这边放一个PI，PA这边放一个PI。
再次说明一下：注意PA的输入功率不能太低。下面是实际测试到的TC3587输出功率，供参考：
有信息说PA的二次谐波反馈到TC容易造成TC内部的本振合成电路工作不稳定。从传导的路径看，二次谐波反馈回TC的主要路径有二：一是通过PA的输出反馈回TC的，二是通过PA
和TC之间的匹配电路反馈给TC的。在下一小结中我们会看到如何消除PA输出谐波的影响。
我建议在上面的PI衰减电路和PA input之间增加LC谐振电路来保证良好的二次谐波抑制。
需要说明的是：这里的LC选择需要仔细调试。因为电路上面的寄生参数对于几G的工作频段来说，是很需要考虑的。
常用推荐电路：
功率放大器输出匹配
我们看下面的原理图：
首先看看PA输出的基本设计原则：
1. PI 型器件放置是常用的电路。将来在抑制谐波，调节输出匹配等等，都有很大的余地。
2. 选择低通滤波器时，需要注意插入损耗。一般常用的网络有0.2dB左右的功率损耗。
3. 输出走线避免走的太长，不要走直角拐弯。注意包地屏蔽。
再来看看PA的load pull数据方面的信息。下面是RFMD3166的Load Pull数据。供参考。
我的理解是一般会在输出的效率和最大功率之间取一个折衷。
测试功放的输出阻抗时候，可以用网络分析仪。这里不赘述了。关于如何调试PA的输出匹配，请参考《优化RF3166
PA效率之实例分析》一文。
如果设计电路的时候，考虑到上面的几个因素，一般不会有太大的偏差。调试电路的时候，用手指或者镊子，碰碰功放的输出电路。看看有没有变化。如果发现对phase
error影响比较大。就需要关照一下PA的输出匹配了。有时候我感觉射频工程师的手指真是非常不错的debug工具。
在PA输出串联一个小的电感有时候能改善相位误差的情况。这可以供大家参考。具体的原因可能和PA的二次谐波有关系。
说到二次谐波的问题，我们再看下面的原理图。
大家注意在HB_RFOUT上面的LC谐振电路。简单的仿真结果如下：
从上面的分析结果可以看出，这个LC电路，对载波信号有一定的衰减，但是对二次谐波或者三次谐波会有一个比较大的反射。
我们在调试电路的时候，如果需要考虑到PA输出谐波的相位误差的影响，可以采用上面的手段进行调试。但是尽量慎用。因为会增加PA到天线开关衰减。
天线开关ASM控制线的退耦
我们以下图为例简单说明。
上图中高亮的线条为TC对天线开关的控制线。
射频功率如果从天线开关反馈到了TC这边。将会造成相位误差的问题。这时候我们可以通过调节FSW的串联电感和对地电容来进行改善。虽然39pF
和8pF是常用的值，但是根据电路的实际测试结果修改一下电容值，有时候也是非常有效的。
发射功率通过接收回路的功率回馈
这里我们来讨论经常碰到的发射功率通过接收回路，回馈到TC造成的相位误差问题。
我们首先分析问题1，PCS频段的功率从DCS的接收通道反馈回来。这个是我们做三频段手机和四频段手机经常遇到的问题。
从上图可以看出，黄色部分是PCS TX和DCS
RX频段相重合的地方。这样带来的问题是，功率放大器的PCS频段输出功率经过天线开关对接收端口的隔离后，会有一定的功率从DCS
SAW通道反馈给Transceiver，从而进入混频器进行二次调制。在这种情况下，DCS的SAW filter已经不能对PCS
TX频段的信号进行阻塞。
在我们测试手机全信道Phase Error的时候，就会发现手机在PCS 512 channel附近 phase
error很大。但是高信道却很好。参考下面的图片：
下面我们来分析问题2和问题3，发射功率从本频段接收通道的反馈。
首先我们来看看一个常用SAW filter的频率响应特性。
请注意上图中的Marker表示点。在这里我们做一个简单的发射功率泄露到Transceiver接收端的功率预算。我们选取RFMD的TXM
RF7115 为例进行分析。下图为RF7115的隔离度指标。
从上图可知，在天线端口输出功率30dBm的情况下，从接收端口最大泄露功率为10dBm。那么经过SAW
Filter衰减后，进入Transceiver的功率为10-21.6=-11.6dBm。
调试方法：用手触摸接收部分的电路。看看是否相位误差有改善。找到电路上面敏感的点。必要的时候，断开接收回路。用非信令模式，打开发射。
解决问题的办法：
解决这类问题的根本方法是增加TX对RX的隔离度。
提高ASM本身的隔离度。我们可以对供应商提出更高的性能指标要求。但很多时候，供应商并不能够满足你的要求。供应商需要在成本、接收插入损耗和隔离度方面综合考虑。
2. 调节SAW Filter的匹配，保证SAW的隔离度性能做到最优化。（曾经出现过这样的问题，SAW
Filter的接地孔没有做好，相位误差比较差。）
3. 在接收通道上面增加一个Pin 二极管开关。
这里重点对解决方法3进行说明。
如上图所示红色部分，我们在DCS RX路径上面增加了 PIN 二极管开关，来增加High Band TX to
RX隔离度。工作机理如下：
当天线开关处于DCS或者PCS TX的时候，在天线开关1800RX
端口上面会有直流电压，大约在2.6V左右。这个电压使BAP142L导通，那么射频功率会由2110这个12pF的电阻导到地上。
当天线开关处于接收状态时候，DCS RX端口没有直流电压，那么PIN处于关闭状态，不会对接收灵敏度带来影响。
辐射测试下，天线失配问题等等情况
有时候我们碰到这样的情况：手机在传导模式下面，相位误差比较好；但是在辐射模式下，比如说生产线的耦合测试站，出现超标的情况。
造成问题的原因有很多。我列举一下我所知道的情况供大家参考。
在辐射模式下，手机天线输出匹配不好，导致有部分射频功率反馈到接收回路，造成相位误差问题。解决方法是提高ASM的收发隔离度，修改FSW的退耦电容。
2. 在辐射模式下，PA的输出功率受到负载阻抗的影响，发射功率增大。解决的方法是调整输出匹配，并且选择更好的天线。
3. 在辐射模式下，手机屏蔽盖激起的电流，影响到了PA 和TC。解决方法是改善屏蔽盖的接地情况。多加地孔。尤其是TC
附近26MHz振荡电路要注意屏蔽保护。
关于辐射模式下的相位误差测试，ETSI的标准里面并没有这一项的测试。但是我认为辐射下面的相位误差的好坏，对于手机用户的网络体验非常重要。
有一些手机设计公司，自己制定了一些内部的测试标准。比如在耦合测试条件下，将手机放到大的金属板上，进行一系列性能指标的测试。这些都是比较好的方法。
和屏蔽罩（shielding can）相关的一些问题
屏蔽罩带给我们的麻烦非常得多。这点大家都是深有体会的。一个PCBA在没有屏蔽罩时候，可能相位误差非常好。但是，加上屏蔽盖后，会变得非常差。
问题的症结在哪里？大家都想知道答案，可能谁也说不清。屏蔽盖影响了电路的匹配，屏蔽盖造成电路前后级的不稳定等等说法都有。
总的来说，手机电路板器件布局越来越密集，屏蔽盖高度越来越低，走线密集得地孔打不下去，这些都给射频工程师带来更大的挑战。
关于问题的症结，我想是射频功率的回馈造成Transceiver调制精度下降。这里的射频功率指的是载波的功率和放大器产生的谐波的功率。主要需要考虑的是二次谐波和三次谐波。（这个地方需要重新改写，重点讨论injection
pull和谐波影响调制的机理。）
当然，以上仅仅是猜测，有可能想法是错误的。
因为水平限制，暂时无法给出一个比较完美的解释。
我们有了下面关于射频layout和debug的建议：
1. 对于射频部分的供电退耦电容和匹配器件，器件的地孔不要和屏蔽罩的地孔连在一起。
2. 屏蔽罩的地孔直接到主地上。
3. TC PA发射链路上面，越好的谐波抑制电路，意味着越好的相位误差性能。
4. 各种射频器件的逻辑控制信号供电电源，注意在DCS PCS频段的退耦。
5. 功率放大器和TC使用不同的shielding。
上面的建议都是根据自己的layout经验来谈的。每个人的经验可能是不同的。这是见仁见智的事情。保证最小的射频信号回流面积是一个基本的原则。
PA的供电问题
关于功率放大器的供电问题带来的相位误差，这种情况出现的比较少。大家都很注意供电线上的直流阻抗了。如下图所示，如果出现相位误差出现红色部分的情况，一般是因为PA供电的压降太大造成的。根本原因是电源走线太长或者太细。
可以通过增加储能电容容值和加宽电源走线来解决。
当然和功率放大器相关的相位误差其他的原因很多。但是因为GSM是一个恒定包络调制系统，对于PA的非线性幅度压缩不敏感。所以一般PA本身造成的相位误差问题并不严重。我们需要保证的是PA的供电退耦和输入输出匹配就可以了。注意：对于EDGE模式下面的情况不是这样的。
另外，我们也得到这样的信息，有客户反馈在PA供电线上面或者控制信号上面，修改电容值，可以有效的改善相位误差。推测原因可能是有射频信号从PA泄漏出来，影响了发射链路。
26MHz oscillator稳定性
一般来说,26MHz
oscillator是整个手机的时钟基础，相当于人体的心脏。如果这个“心脏”工作不稳定，那么整个系统的调制精度肯定有问题。这个振荡电路对power
supply的稳定性要求很高，一般都有一个专门的LDO来进行供电。
下面的建议供参考：
l 注意Power supply的退耦。
l 注意整个PCBA任何的26MHz
clock都要和射频走线保证良好的隔离。特别是PA的输出信号线，有时候，仅仅一层地做隔离并不会太有效。
l 给PA供电的Vbatt走线必须远离振荡电路，并且和26MHz
clock保证最好的隔离。曾经碰到过这样的情况，Vbatt走线从TCXO下面穿过。尽管其中隔离了2层地，其中一层是主地，但是在调试过程中，相位误差依然乱的一团糟。
l 顺便说一下，Crystal一般对温度变化很敏感，请远离PA。
Transceiver供电线退耦问题
对于任何一个Transceiver来说，供电线的退耦都是非常重要的。
经常碰到问题的是Vcc_RX_TX这根供电线。在发射链路上面，Vcc_RX_TX给发射的混频器供电。这个供电线对射频信号比较敏感，因为任何射频信号将会由此进入混频器进行调制，从而降低发射机的性能。
一般手机在高功率情况下，相位误差很差；在低功率情况下面，情况依然没有改善，那么有可能和这些供电线的退耦有关系。
用手触摸这个电容，或者尝试改变电容的值是一个很好的尝试。
相位误差的基本调试步骤
以上我们谈了一些相位误差问题的原因和一般调试方法，希望对大家有帮助。
可能大家会疑惑的是：为什么没有用仿真软件来加快我们分析问题的速度，克服电路上面的设计问题？
我的理解是：对于手机射频来说，熟练使用软件仿真固然会对工作很有帮助，但更重要的是对一些射频基本概念的深刻理解和掌握。
另外，射频新手经常碰到的问题是，拿到一块电路板，出现问题时候，不知道如何下手。我想有必要介绍一下调试步骤。供大家参考。
l 多看layout。
l 先考虑软件TAT参数修改，再考虑动烙铁和焊枪。
l 多用手触摸，多思考。
l 从不断否定中找到正确答案。
写在后面的话
写到这里，感觉实在是水平有限，很多问题无法详细的叙述清楚，无法进行深入细致的探讨。
希望能对大家的工作有一定的帮助，起到抛砖引玉的作用。
在此，感谢以前所有的射频同事（Band of
Brothers）。这些经验的文字都是和大家一起讨论，测试，不断修正和积累才得到的。
l RF3166 loadpull data RF-A_032105.ppt
l Agilent Technologies Wireless Test Solutions Application Note
修改了一些文字错误
修改了一些文字错误
修改了一些文字
偶尔重新看了一遍。发现一些地方说明的不完善，增加了部分注释。
增加了参考文档部分，修改了PS名称为NXP
删除了部分公司的信息
删除了引用的项目代码，并且增加了PA输出谐波调试部分。修改了部分插图。
修正了部分说法不严谨的部分。
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