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你可能喜欢【技术追踪】功率MOSFET应用问题分析之提高篇
【技术追踪】功率MOSFET应用问题分析之提高篇
在我（作者）工作过程中，曾碰到客户咨询许多有关功率MOSFET的问题，有些问题涉及到功率MOSFET的数据表中的各种参数，有些和功率MOSFET的具体的应用特性相关，本文中作者就将这些典型的问题汇总整理，希望对广大的电子工程师有所帮助。问题1：VGS大于VGS(th)，MOSFET导通，MOSFET刚进入米勒平台，是否就算达到了饱和?如果是这样，此时停止向G极供电，假定忽略栅极氧化层的漏电，这时VDS会一直维持比较高压降吗?感觉有点不可思议，因为其饱和以后，Rdson已经降了下来。如果说没有饱和，也感觉说不过去，Rdson和VGS有关，达到10V以后，Rdson已经很小了，压降也应该降下来。如果说压降自动会降下来，那不是说米勒平台后期的充电没有什么作用?答复：VGS大于VGS(th)时，MOSFET开始导通，其刚进入米勒平台，MOSFET都工作在放大区，而且器件没有完全导通，因为，此时MOSFET导通电阻非常大，D极的电压由整个MOSFET承受，因此电流较小，电流乘上电阻等于VDS值，也就是D、S极所加的电源电压值。事实上，MOSFET工作在线性区时，和线性电压调节器LDO(例如LM7805)的工作原理相同，如：当输入电压为10V，输出5V，压降就是5V;输入电压12V，输出还是5V，压降是7V，MOSFET相当于调节管，输入电压和输出电压的差值，都由MOSFET来承担。到了米勒平台区，电流为系统的最大电流，电流不能再增加，那么，VDS的电压开始下降，即使是VDS的电压下降一点点，所产生的电压变化率也非常大，因此，驱动回路的电流，将全部被米勒电容Crss所抽取，此时，就看到了所谓的“米勒平台”，VDS的电压在一定的时间内，维持一个稳定的值，直到VDS完全下降到最小值，VDS的电压变化率为0时，才结束米勒平台区。问题2：请教一个AO3401A的问题：现在使用AO3401A的导通电阻Rdson作为隔离电阻，用来缓冲热插入移动硬盘的瞬间冲击电流，防止瞬间把主机芯电压拉低，电路如图1所示，5V_USB是插移动硬盘的地方，+5V_Normal来自主机芯电压。将VGS设计在固定的-1.6V左右，此时的Rdson大约在100mΩ左右，插上移动硬盘瞬间的冲击电流由原来的9A下降到了5A左右，冲击电流持续时间80微秒左右，效果很明显，移动硬盘正常工作时电流约300mA。如果将VGS设计在-2.5V左右，Rdson只有几十mΩ，对冲击电流的抑制作用不大。这个电路的设计原则是什么?AO3401的VGS(th)规格书中标明可以到-1.3V，设置VGS=-1.6V，电压绝对值大于-1.3V，是否该MOS正常导通，应该没有问题吧?现在损耗并不是考虑的问题，0.03V的Rdson的压降对系统没有任何影响。原来使用一个0.1Ω的氧化膜电阻来做隔离的，但是该电阻体积太大，用这个电路的目的就是想替换这个电阻。由于这个电路中，MOSFET是在电视机开机后一直导通的，在MOSFET一直导通的状态下插入移动硬盘，而不是插入移动硬盘后再打开MOS，所以觉得调节R45/R46/C18的值不能起到降低冲击电流的作用。希望利用MOSFET的恒流区特性来降低冲击电流，如果把VGS调整到-2.5V以上，对冲击电流的限制作用就非常小了，只能从9A降到8A左右，这样的做法对MOS来说会有问题吗?在AO3401规格书的第1页写有operation with gate votages as low as 2.5V，是否是要求G极电压必须大于2.5V? VGS必须小于-2.5V?设计VGS=-1.6V有没有问题?如果继续加大VGS到-1V呢?是不是VGS的大小没有关系，只要保证Rdson产生的功耗不要导致MOSFET过热就行，是否正确?图1 问题2附图答复：VGS=-1.6V时，可以保证MOSFET导通，注意要考虑电阻阻值的分散性，在最差的条件下，如果使用电阻的精度为10%，VGS电压绝对值：1.3+1.6*20%=1.64V，MOSFET仍然可以工作。如果电阻的精度为15%，考虑到MOSFET的VGS(th)电压的分散性，在一定的条件下，如低温，MOSFET有可能不工作。VGS(th)电压是负温度系数，温度越低，其值越大。驱动电压的稳定值，要结合输入电压最低值，分压电阻值的精度，VGS(th)和VGS(th)的温度系数等最极端的条件下，来选择合适的分阻电阻的分压比，保证系统的设计要求。同样，PCB布板时，S和D都用大的铜皮连接，如果是多层板，在每层都放上相应大小的铜皮，用多个10-15mil的过孔连接，散热。事实上，上面的电路是利用MOSFET在开通过程中，较长时间工作在线性区(放大区，也就是恒流区)，从而控制上电时瞬态大负载，如热插拨移动硬盘，因为硬盘带有较大的容性负载，切入瞬间形成较大的浪涌电流。如果MOSFET已经导通，后面再插入移动硬盘这样的大容性负载，浪涌电流主要由输出端的大电容来提供，因此MOSFET无法限制浪涌电流。MOSFET工作在线性区时，电阻远大于完全导通的电阻，因此也可以理解为用电阻抑止浪涌电流。通常，这种负载开关电路设计时，分压电阻是为了防止VGS的最大电压超过额定的最高电压，串联在G极的电阻调节MOSFET的开通速度。在保证要求的开通速度条件下，VGS不能超过最大额定电压时，可以适当提高电阻值，这样，在正常的工作状态下，MOSFET完全导通后，减小产生的静态损耗。AO3401可以工作在VGS=-2.5V，此时，导通电阻约为120mΩ。如果VGS电压太小，低于阈值电压VGS(th)，AO3401可能无法完全开通，无法正常工作。还是建议将VGS设计在-2.5V以上，如-3.5V左右，通过调节(增加)R45/46和C18来降低冲击电流。问题3：使用图2的电路，进行不同电平信号间的转换，VCC_SIM=5V，SIM_DATA、SIM_CARD_I/O属于I/O双向传输。SIM_DATA为输入信号，可以理解：SIM_DATA为高时，Q7截止，SIM_CARD_I/O接收为5V信号;SIM_DATA为低时，Q7导通，SIM_CARD_I/O接收为低电平信号。当SIM_DATA为输出信号时，如何理解SIM_CARD_I/O输入为低电平信号?图2 问题3附图答复：功率MOSFET的电流可以从D到S，也可从S到D，只是从S到D是不可控的，此时，体内寄生的二极管导通。当功率MOSFET作同步整流管时候，通常也是寄生二极管先导通，然后栅极信号驱动MOSFET的导通：沟道导通，用以减小导通损耗。SIM_DATA为输出信号时，SIM_CARD_I/O为低电平，Q7体内寄生二极管导通，信号SIM_DATA也拉低，接收低电平信号。SIM_CARD_I/O输出高电平5V时，Q7体内寄生二极管截止，信号SIM_DATA上拉到3.3V，接收高电平信号。问题4：功率MOSFET的数据表中dv/dt为什么有两种不同的额定值?如何理解体二极管反向恢复时的dv/dt?答复：在反激电源中，原边主开关管关断过程中，VDS的波形从0开始增大，因此产生一定的斜率dv/dt，同时产生电压尖峰，就是寄生回路的电感和MOSFET的寄生电容振荡形成的。这个dv/dt会通常通过米勒电容耦合到栅极，在栅极上产生电压，如果栅极电压大于阈都电压，MOSFET会误导通，产生损坏，因此，要限制MOSFET关断过程中的dv/dt，另一种情况，就是在LLC，半桥和全桥电路，以及同步BUCK的下管，当下管关断后，下管的寄生二极管先导通续流，然后对应的上桥臂的上管开通，二极管在反向恢复过程中，也会产生dv/dt的问题。通常，二极管反向恢复的dv/dt额定值，远小于MOSFET本身的dv/dt额定值。通常，在二极管在反向恢复过程中，如果存储的电荷没有完全清除，二极管也就是下管，是不能承受压降的，下管相当于短路，那么，在上管开通的过程，电源的电压就只能加在回路的杂散电感上：下管短路，输入电流要急剧增加，回路的杂散电感将限制电流增加，因此，电源的电压就只能加在回路的杂散电感上，这个过程持续时间越长，短路电流冲击越大，MOSFET就可能在二极管的反向恢复过程中，发生损坏。至于损坏的是上管还是下管，取决于那个功率的抗冲击能力的强弱。二极管的反向恢复，参考文献[1]。问题5：想请教一个有关MOSFET的关断时DS电压振荡的问题，在同一个电路上测试了两个不同厂商的30V的MOSFET，得到了关断时不同的DS电压波形，如图3。可以看到器件1的尖峰较高，但是振荡抑制的很快;器件2的尖峰较低，但是振荡抑制的较慢。因为是在同一块PCB上测量的，所以电路的寄生电感，电阻等参数是相同的，现在只有器件不同。这种尖峰是电路上的寄生电感和MOSFET的电容谐振引起，但是不明白具体是这两个器件哪个参数的差别，会使得这种振荡表现这么不同。是否能够从器件数据的某些参数对比来选择一款实际应用峰值较低，振荡又能快速消除的MOSFET呢?器件1 器件2图3 问题5附图答复：这样的振荡波形，对于一个电源工程师来说，会经常看到，在这里，首先谈一下测量方法的问题：(1)如同测量输出电压的纹波一样，所有工程师都知道，要去除示波器探头的帽子，直接将探头的信号尖端和地线接触被测量位置的两端，减小地线的环路，从而减小空间耦合的干扰信号。(2)带宽的问题，测量输出电压纹波的时候，通常用20MHz的带宽，但是，测量MOSFET的VDS电压时候，用多少带宽才是正确的测量方法?事实上，如果用不同的带宽，测量到的尖峰电压的幅值是不同的。具体原则是：①确定被测量信号的最快上升Tr和下降时间Tf;②计算最高的信号频率：f=0.5/Tr，Tr取测量信号的10%～90%;f=0.4/Tr，Tr取测量信号的20%～80%;③确定所需的测量精确度，然后计算所需的带宽。表1 所需精度与带宽的关系所需精确度 高斯频响 最大平坦频响20% BW=1.0*f BW=1.0*f10% BW=1.3*f BW=1.2*f3% BW=1.9*f BW=1.4*f在图3波形中，被测量信号最快的下降时间为2ns(10%～90%)，判断一个高斯响应示波器在测量被测数字信号时所需的最小带宽：f=0.5/2ns=250MHz。若要求3%的测量误差：所需示波器带宽=1.9*250MHz=475 MHz;若要求20%的测量误差：所需示波器带宽=1.0*250MHz =250MHz。因此，决定示波器带宽的重要因素是：被测信号的最快上升时间。注意：示波器的系统带宽由示波器带宽和探头带宽共同决定。高斯频响的系统带宽：( 示波器带宽2 +探头带宽2)1/2/2，最大平坦频响系统带宽：min(示波器带宽，探头带宽)。VDS的振荡波形由PCB寄生回路电感和MOSFET的寄生电容形成高频谐振而产生的，在寄生电感值一定的条件下，寄生电容越小，振荡的频率越高，幅值也越高，同时，振荡的幅值和回路的初始电流值相关。特别注意的是：寄生电容Coss不是线性的，随着电压的增大而减小，因此，可以看到波形振荡的频率并不是固定的。VDS的高频振荡是无法消除的，增加Coss或在D、S极外部并联电容，可以降低振荡的频率和幅值，Snubber电路也是利用这个原理，抑制电压的尖峰。问题6：超结型高压功率MOSFET的UIS雪崩能力为什么比平面工艺低?功率MOSFET的损坏模式有哪些?如何判断MOSFET的损坏方式?答复：参考文献[2-3]。问题7：在一些应用中常用几个MOSFET并联扩流或散热，当用有保护的电源调试系统时不小心电路出了问题时通常只会烧一个管，如何判断是哪个MOSFET损坏?答复：用万用表打在电阻挡，检测每个MOSFET的D-G的电压，红笔接D，电阻最小的那个MOSFET就是损坏的那个。问题8：AOD2922_10用于BOOST电路，LED背光驱动器，发现其中有一颗MOSFET失效，G、D、S短路，继续工作一些时间后，D、S又变成开路，为什么?答复：开始的失效发生在硅片内部，应该是内部D、G击穿，从而导致G、D、S短路，继续工作一些时间后，由于大电流的冲击，导致S和硅片的连线熔化烧断，因此，D、S开路。问题9：在应用中会存在米勒平台掉沟的现象，这个掉到开启电压以下是否存在风险?图4 问题9附图答复：如果是反激的DCM，没有影响，如果是反激的CCM，系统容易不稳定，影响MOSFET的安全性。如果是PFC的多管并联工作，那么，MOSFET在开通过程不能很好的均流，损坏的风险很大。参考文献[1] 葛小荣, 刘松. 理解功率MOSFET体二极管反向恢复特性, 今日电子. -37[2] 刘松. 超结型高压功率MOSFET的结构和工作原理. 今日电子. -31[3] 刘松, 张龙, 王飞等. 开关电源中功率MOSFET损坏模式及分析. 电子技术应用. -66
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对于Qg较小，开关速度快得MOS比如超级结，适当增大阻值；对于普通的VDMOS则要适当减小驱动电阻。
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