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三运放架构对仪表放大器的制约
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摘要：一直以来，三运放仪表放大器作为工业标准被用于那些要求高增益和/或高CMRR的精密应用场合。然而，当此类放大器工作在当前绝大多数应用所要求的单电源供电系统时，存在较大的局限性。本文阐述了传统的三运放仪表放大器的局限性，并介绍了Maxim受专利保护的间接电流反馈结构，这种架构的仪表放大器工作在单电源时具有明显优势。本文还给出测试波形，用于支持持具体的分析结构。 本文还发表在Maxim工程期刊，第60期(PDF, 873kB)。仪表放大器的应用在具有较大共模电压的条件下，仪表放大器能够对很微弱的差分电压信号进行放大，并且具有很高的输入阻抗。这些特性使其受到众多应用的欢迎，广泛用于测量压力和温度的应变仪电桥接口、热电耦温度检测和各种低边、高边电流检测。三运放仪表放大器典型的三运放仪表放大器(见图1)可提供出色的共模抑制，并可通过单个电阻精确设置差分增益。其结构由两级电路构成：第一级提供单位共模增益和整体的(或大部分)差分增益，第二级则提供单位(或更小的)差模增益和整体的共模抑制(见图2)。图1. MAX4194–MAX4197系列三运放仪表放大器的内部结构示意图图2. 在这个输入信号的二级放大架构中，输入共模电压被带入中间级(圆圈内)目前，大多数低电压放大器都提供满摆幅输出，但不一定具备满摆幅输入特性。尽管如此，这里我们还是以单电源(VCC)三运放仪表放大器为例，假设该仪表放大器具有高增益、满摆幅输入和输出，如图1所示。因为VOUT = 增益 × VDIFF + VREF，由此可得：(VOUT1，VOUT2)= VCM ± (增益 × VDIFF/2)&= VCM ± (VOUT - VREF) / 2为防止VOUT1和VOUT2达到电源电压摆幅，必须保证：0 & (VOUT1，VOUT2) & VCC(例如，0 & VCM ± (VOUT - VREF) / 2 & VCC)注意：0 & VOUT & VCC实际应用中经常设定VREF = 0 (用于单极性输入信号)或VREF = VCC/2 (用于双极性输入信号)。当VREF = 0时，不等式简化为：0 & VCM ± VOUT/2 & VCCVREF = VCC/2时，不等式简化为：0 & VCM ± VOUT/2 ± VCC/4 & VCC通过图表更易于理解上述条件，如图3所示。<IMG style="ZOOM: 1" alt="图3. (a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2时，不同输入差分电压下，单电源供电三运放仪表放大器所允许的VCM。横轴是经过放大的输入差分电压(VOUT)。" src="/edit/UploadFile/9748.gif">图3. (a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2时，不同输入差分电压下，单电源供电三运放仪表放大器所允许的VCM。横轴是经过放大的输入差分电压(VOUT)。图3中的灰色区域表示输入共模电压的范围(与输入差分电压有关)，其中，图1中的放大器(A1，A2)的输出将不会达到电源电压摆幅进入饱和状态，该范围取决于VOUT和VREF。因为VOUT - VREF是真正放大后的输入差分电压部分，所允许的共模输入范围随着输入差分电压的变化而变化。当然，最理想的情况是充分利用电路增益—当输入达到预期的最大差分电压时获得满摆幅输出(VOUT)。图4中的黑色区域表示仪表放大器对最大输入差分电压进行放大时的输入共模电压范围，输出为：VOUT = 0或VOUT = VCC。图4. 黑色区域表示(a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2时，传统的三运放仪表放大器对信号进行放大达到最大输出电压时(即最大输入差分电压时)所对应的输入共模电压范围。由此可见，两种情况下输入共模电压都受到了严格限制，特别是： 如果想要完全放大单极性差分输入信号(假设VREF = 0且可以得到0至VCC的满摆幅输出)，信号的共模电压应为&frac12;VCC。在其它共模电压下，输出电压将达不到VCC满摆幅(须减小输入差分电压的最大值)。对于双极性输入差分信号(VREF = &frac12;VCC)，0至VCC满摆幅输出电压所对应的输入共模电压范围仅为&frac14;VCC至&frac34;VCC。 在这两种情况中，如果输入共模电压达到或接近地电位(0V)，放大器将无法放大输入差分电压信号。由此，假设输入差分电压(所需要的)与输入共模电压(不需要的)电压无关，黑色区域代表满量程输出电压VOUT对应的VCM最小值和最大值。该区域之外，VDIFF和VCM配合不当的话将会产生无法接受的VCM电压。注意，图4a中，如果需要得到满量程的VCM变化，则输入共模电压的容限为0。也就是说，输入信号不允许有共模变化。 由此可见，在单电源系统中，三运放仪表放大器的应用范围很受限制。我们有必要进行深入讨论，以回答以下两个问题： 如果内部放大器(A1和A2)在输出达到电源摆幅时发生饱和将如何处置？ 输入不能达到满摆幅时会有什么影响？ 输入放大器饱和的影响假设放大器A1的输出达到地电位时发生饱和，即，VIN+ & VIN-，同时共模电压处于图4中的X区域(VDIFF大于灰色区的允许值)。因为A1饱和(VOUT1 = 0)，使其进入了比较器(非线性)工作模式，反相引脚的电压不再与同相引脚(VIN-)保持相等的电压。放大器A2将等效于同相放大器，以1 + R1 / (R1 + RG)的增益放大同相端(VIN+)的电压。对于高增益放大器，RG && R1，因而放大器A2变成了一个同相增益为2的放大器。VOUT2 = 2 × VIN+= 2 × (VCM + VDIFF/2)&= 2 × VCM + VDIFF第2级差分放大器A3检测其输入VOUT1和VOUT2，然后产生差分输出：VOUT = (2 × VCM + VDIFF) + VREF同理，如果A2输出达到地电位时饱和：VOUT = -(2 × VCM - VDIFF) + VREF这是三运放仪表放大器工作模式中的一个潜在隐患。此时仪表放大器不仅不放大输入差分电压造成器件性能下降，三运放仪表放大器还会对输入共模电压进行放大。最糟糕的是，共模电压通常不受控制，并且是对有用信号有害的噪声。这是一个很严重的问题，因为选择仪表放大器的本意是用来消除此类噪声。非满摆幅输入结构的影响如上所述，大多数放大器具有满摆幅输出，但不具备满摆幅输入。精密应用中，满摆幅输入级往往难以设计，因为共模电压接近VCC和GND时，交越特性不理想—处于转变过程中，输入差分级的n型和p型对管之间将产生失调电压。优秀的精密仪表放大器设计的关键参数是低VOS和高CMRR。当在交越区域改变共模电压时，因为CMRR = ΔVOS / ΔVCM， VOS的变化将大大降低CMRR性能。因此，精密仪表放大器大多采用非满摆幅输入结构，尽管此类放大器的输入共模电压范围仍包括了电源的负摆幅(0V)。如果我们回头查看以下图3，考虑它对输入共模电压的限制，重新绘制的图形如图5所示。图5. 采用非满摆幅输入级时，(a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2时，单电源供电的三运放仪表放大器在不同输入差分电压下可以接受的输入共模电压。间接电流反馈结构间接电流反馈结构是设计仪表放大器的新型方案，由于该架构所具备的众多优点越来越多地受到人们的青睐。图6给出了MAX4462和MAX4209仪表放大器所采用的间接电流反馈结构。图6. MAX4462和MAX4209仪表放大器所采用的间接电流反馈结构。这种新结构包含一个高增益放大器(C)和两个跨导放大器(A和B)。每个跨导放大器将输入差分电压转换成输出电流，并抑制所有的输入共模电压。放大器稳定工作时，gM A级源出的输出电流与gM B级吸收的输入电流相等。通过高增益放大器C的反馈实现这一电流匹配，同时使反馈放大器B输入端的差分电压与放大器A输入端的差分电压相同。该设计随后在输出电阻网络建立一个指定的电流(等于VDIFF / R1)，该电流同样也流过R2。因此，OUT输出电压仅对输入差分电压进行放大(增益 = 1 + R2 / R1)。可以在REF上加上一个任意参考电压，从而为输出电压提供偏置，原理与标准三运放仪表放大器类似。将器件框图转换成等效电路，如图7中所示，将该图与图2进行比较，可以看出一个重要优势。三运放仪表放大器的中间信号不仅包含了放大后的差分电压，而且也包含输入共模电压。而间接电流反馈结构仅包含放大后的输入差分电压，第一级电路即提供了所有共模抑制。随后，由第二级给出所有差分增益并进一步抑制共模信号，所以，可以采用基准电压为输出提供偏置。由此可见，三运放仪表放大器中所具有的输入共模电压在间接电流反馈结构中被完全抑制掉。图7. 间接电流反馈仪表放大器在第一级输出中不存在共模电压。考虑到输入共模电压的限制(例如，一个非满摆幅输入级)，器件的传输特性如图8所示。黑色区域表示满量程输出电压对应的输入共模电压的限制范围。灰色区域给出了仪表放大器按照设想正常工作时的输入共模电压的范围—输出电压与放大后的输入差分电压成正比，同时抑制所有输入共模电压。图8. 间接电流反馈仪表放大器可接受的输入共模电压范围如图中灰色和黑色部分所示，(a)和(b)中，黑色区域是灰色区域的子集，在这一区域中可得到满量程输出电压。实验结果下面的实验结果为关于间接电流反馈架构的讨论提供了有力支持。假设采用MAX4197和MAX4209H，二个仪表放大器的增益均为100。MAX4197是三运放结构，而MAX4209H是间接电流反馈仪表放大器。二者均采用VCC = 5V供电，并使用VREF = 2.5V提供器件的零输出偏置。本实验中，采用两种信号波形输入到仪表放大器中。例1是带有100Hz较大共模电压的1kHz差分信号，理想的仪表放大器输出不包含100Hz信号成分，只有1kHz的信号。信号波形可近似为：VIN+ = 正弦波振幅 = 2VP-P，偏置 = 1V，频率 = 100Hz(VIN+ - VIN-) = 正弦波振幅 = 30mVP-P，偏置 = 0，频率 = 1kHz例2是带有1kHz较大共模电压的100Hz差分电压。理想的仪表放大器输出不包含1kHz信号成分，只有100Hz信号。输入信号波形可以近似为：VIN+ = 正弦波振幅 = 2VP-P，偏置 = 1V，频率 = 1kHz(VIN+ - VIN-) = 正弦波振幅 = 30mVP-P，偏置 = 0，频率 = 100Hz实验结果如下，其中通道1为VIN+，通道2为VIN-，通道3为仪表放大器的输出。例1实验结果图9a中，MAX4209H得到了预期结果，MAX4197只有在输入共模电压远远高于地电位时才能得到预期结果(图9b)。在MAX4197的输出电压中带有明显的100Hz信号成分。图9. 途中给出了例1采用的(a) MAX4209H间接电流反馈结构和(b) MAX4197三运放结构的测试结果。注意：由于在输入1和输入2迹线中，100Hz的VCM信号占优势，1kHz VDIFF太小而不可见。例2实验结果MAX4209H给出了预期结果(图10a)，MAX4197只有在共模电压远远高于地电位时才能放大输入差分信号(图10b)。当共模电压接近地电位时，输出电压为共模电压的反相信号或只是简单的共模缓冲信号，具体取决于A1和A2中的哪一个进入饱和状态(如上所述)。图10. 图中给出了例2采用的(a) MAX4209H间接电流反馈结构和(b) MAX4197三运放结构的测试结果。注意(如图9)，对于三运放结构的仪表放大器，输出1kHz的VCM信号远远超出预期值，而间接电流反馈结构仍然具有优异的性能。结论在当前这一高性能器件层出不穷年代，客户不仅要求更好的性能，而且也要求更加智能化的电源管理方案，以延长电池寿命，提高供电效率。双电源模拟设计已逐步过渡到单电源供电架构，这改变了电子产品的设计理念和使用方式。创新的设计架构，例如，本文讨论的间接电流反馈结构，将使昨天的梦想成为今天的现实。
作者：未知 点击：1156次
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放大器电路设计中的常见问题经验总结
　　与分立器件相比，现代集成运算(op amp)和仪表(in-amp)为设计工程师带来了许多好处。虽然提供了许多巧妙、有用并且吸引人的电路。往往都是这样，由于仓促地组装电路而会忽视了一些非常基本的问题，从而导致电路不能实现预期功能 - 或者可能根本不工作。本文将讨论一些最常见的应用问题，并给出实用的解决方案。本文引用地址：
　　AC耦合时缺少DC偏置电流回路
　　最常遇到的一个应用问题是在交流(AC)耦合运算或仪表电路中没有提供偏置电流的直流(DC)回路。在图1中，一只电容器与运算的同相输入端串联以实现AC耦合，这是一种隔离输入电压(VIN)的DC分量的简单方法。这在高增益应用中尤其有用，在那些应用中哪怕运算输入端很小的直流电压都会限制动态范围，甚至导致输出饱和。然而，在高阻抗输入端加电容耦合，而不为同相输入端的电流提供DC通路，会出现问题。
　　图1.错误的运算AC耦合输入
　　实际上，输入偏置电流会流入耦合的电容器，并为它充电，直到超过输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性，电容器会充电到电源的正电压或负电压。的闭环DC增益放大偏置电压。
　　这个过程可能会需要很长时间。例如，一只场效应管(FET)输入，当1 pA的偏置电流与一个0.1&F电容器耦合时，其充电速率I/C为10&12/10&7=10 &V/s，或每分钟600&V。如果增益为100，那么输出漂移为每分钟0.06 V。因此，一般实验室测试(使用AC耦合示波器)无法检测到这个问题，而电路在数小时之后才会出现问题。显然，完全避免这个问题非常重要。
　　图2.正确的双电源供电运算AC耦合输入方法
　　图2示出了对这常见问题的一种简单的解决方案。这里，在运算输入端和地之间接一只电阻器，为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小，当使用双极性运算时，应该使其两个输入端的偏置电流相等，所以通常应将R1的电阻值设置成等于R2和R3的并联阻值。
　　然而，应该注意的是，该电阻器R1总会在电路中引入一些噪声，因此要在电路输入阻抗、输入耦合电容器的尺寸和电阻器引起的Johnson噪声之间进行折衷。典型的电阻器阻值一般在100,000&O ~1 M&O之间。
　　类似的问题也会出现在仪表电路中。图3示出了使用两只电容器进行AC耦合的仪表电路，没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源(图3a)和单电源(图3b)供电的仪表电路中很常见。
　　图3.不工作的AC耦合仪表实例
　　这类问题也会出现在变压器耦合电路中，如图4所示，如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路，该问题就会出现。
　　图4.不工作的变压器耦合仪表电路
　　图5和图6示出了这些电路的简单解决方案。这里，在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器(RA，BR)。这是一种适合双电源仪表电路的简单而实用的解决方案。
　　图5.每个输入端与地之间都接一个高阻值的电阻器以提供必需的偏置电流回路。
　　a.双电源. b.单电源.
　　这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图5所示的双电源例子中，两个输入端的参考端都接地。在图5b所示的单电源例子中，两个输入端的参考端或者接地(VCM接地)或者接一个偏置电压，通常为最大输入电压的一半。
　　同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路(见图6)，除非变压器的次级有中间抽头，它可以接地或接VCM。
　　在该电路中，由于两只输入电阻器之间的失配和(或)两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误差最小，在仪表的两个输入端之间可以再接一只电阻器(即桥接在两只电阻器之间)，其阻值大约为前两只电阻器的1/10(但与差分源阻抗相比仍然很大)。
　　图6.正确的仪表变压器输入耦合方法
　　为仪表、运算和ADC提供参考电压
　　图7示出一个仪表驱动一个单端输入的模数转换器(ADC)的单电源电路。该的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压，而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。设计工程师通常总想采用简单的方法，例如电阻分压器，为仪表和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表时，会产生误差。
　　图7.仪表驱动ADC的典型单电源电路
　　正确地提供仪表的参考电压
　　一般假设仪表的参考输入端为高阻抗，因为它是一个输入端。所以使设计工程师一般总想在仪表的参考端引脚接入一个高阻抗源，例如一只电阻分压器。这在某些类型仪表的使用中会产生严重误差(见图8)。
　　图8.错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表的参考电压引脚
　　例如，流行的仪表设计配置使用上图所示的三运放结构。其信号总增益为
　　参考电压输入端的增益为1(如果从低阻抗电压源输入)。但是，在上图所示的电路中，仪表的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比。这还会降低仪表的共模抑制比及其增益精度。然而，如果接入R4,那么该电阻的等效电阻会变小，减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值(50 k&O)，该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值R4上，减法器电路的精度保持不变。
　　如果仪表采用封闭的单封装形式(一个IC)，则不能使用这种方法。此外，还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4和减法器中的电阻器保持一致。最终，参考电压将不可调。另一方面，如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略，这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下，这种笨拙的方法都不是好的设计方案。
　　图9示出了一个更好的解决方案，在分压器和仪表参考电压输入端之间加一个低功耗运算缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题，而且很容易对参考电压进行调节。
　　图9.利用低输出阻抗运算驱动仪表的参考电压输入端
　　当从电源电压利用分压器为提供参考电压时应保证PSR性能
　　一个经常忽视的问题是电源电压VS的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压IC产生的参考电压，例如ADR121，代替VS分压。
　　当设计带有仪表和运算的电路时，这方面的考虑很重要。电源电压抑制技术用来隔离免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响。这是非常重要的，因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大，而且在适当的条件下会引起寄生振荡。
　　现代的运算和仪表都提供频率相当低的电源电压抑制(PSR)能力作为其设计的一部分。这在大多数工程师看来是理所当然的。许多现代的运算和仪表的PSR指标在80～100dB以上，可以将电源电压的变化影响衰减到1/10,000~1/100,000。甚至最适度的40 dB PSR的隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。不过，总是需要高频旁路电容(正如图1~7所示)并且经常起到重要作用。
　　此外，当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算缓冲器为仪表提供参考电压时，电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减直接进入仪表的输出级。因此，除非提供低通滤波器，否则IC通常优良的PSR性能会丢失。
　　在图10中，在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的-3 dB极点由电阻器R1/R2并联和电容器C1决定。-3 dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。
　　图10.保证PSR性能的参考端退耦电路
　　上面示出的CF试用值能够提供大约0.03 Hz的&3 dB极点频率。接在R3两端的小电容器(0.01 &F)可使电阻器噪声最小。
　　该滤波器充电需要时间。按照试用值，参考输入的上升时间应是时间常数的几倍(这里T=R3Cf= 5 s)，或10~15s。
　　图11中的电路做了进一步改进。这里，运算缓冲器起到一个有源滤波器的作用，它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外，有源滤波器可以用来提高Q值从而加快导通时间。
　　图11.将运算缓冲器接成有源滤波器驱动仪表的参考输入引脚
　　测试结果：利用上图所示的元件值，施加12 V电源电压，对仪表的6 V参考电压提供滤波。将仪表的增益设置为1，采用频率变化的1 VP-P正弦信号调制12 V电源。在这样的条件下，随着频率的减小，一直减到大约8 Hz时，我们在示波器上看不到AC信号。当对仪表施加低幅度输入信号时，该电路的测试电源电压范围是4 V到25 V以上。电路的导通时间大约为2 s。
　　单电源运算电路的退耦
　　最后，单电源运算电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时，为了保证PSR的性能就需要合适的退耦。
　　一种常用但不正确的方法是利用100 k&O/100 k&O电阻分压器(加0.1&F旁路电容)提供VS/2给运算的同相输入端。使用这样小的电容值对电源退耦通常是不够的，因为极点仅为32 Hz。电路出现不稳定(&低频振荡&)，特别是在驱动感性负载时。
　　图12(反相输入)和图13(同相输入)示出了达到最佳退耦结果的VS/2偏置电路。在两种情况中，偏置电压加在同相输入端，反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压，并且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容器C1使低频增益从BW3降到单位增益。
　　图12.单电源同相输入电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1
　　如上图所示，当采用100 k&O/100 k&O电阻分压器时一个好的经验是，为获得0.3 Hz的&3 dB截止频率，应当选用的C2最小为10 &OF，。而100 &F(0.03 Hz)实际上对所有电路都足够了。
　　图13.单电源反相输入正确的退耦电路，中频增益= & R2/R1
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标准三运放仪表放大器电路
下面是 [标准三运放仪表放大器电路]的电路图
　　标准三运放仪表放大器电路
图 2-4 所示的电路提供了更进一步的改进并且已经成为仪表放大器设计最流行的结构。这种标准的三运放仪表放大器电路是对图2-3 带缓冲减法器电路巧妙的改进。像前面的电路一样，图2-4 中的A1 和A2 运算放大器缓冲输入电压。然而，在这种结构中，单个增益电阻器RG连接在两个输入缓冲器的求和点之间，取代了图2-3 所示电路的R6和R7。由于每个放大器求和点的电压等于施加在各自正输入端的电压，因此，整个差分输入电压现在都呈现在RG两端。因为输入电压经过放大后（在A1 和A2的输出端）的差分电压呈现在R5，RG和R6这三只电阻上，所以差分增益可以通过仅改变RG进行调整。
&(责任编辑：电路图)
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历史上的今天
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blogTitle:'单电源运放图集',
blogAbstract:'前言
前段时间去福州出差，看到TI的《A Single-Supply Op-Amp Circuit Collection》这篇文章，觉得不错，就把它翻译了过来，希望能对大家有点用处。这篇文章没有介绍过多的理论知识，想要深究的话还得找其他的文章，比如象这里提到过的《Op Amps for Everyone》。
我的E文不好，在这里要感谢《金山词霸》。 ^_^水平有限（不是客气，呵呵），如果你发现什么问题请一定指出，先谢谢大家了。
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