&&&&模拟电路分析计算与应用设计
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当当读书客户端万本电子书免费读企业工具书书店《单片机信号调理电路的仿真分析》
开&&&&&&本：页&&&&&&数：字&&&&&&数：I&&S&&B&&N：7售&&&&&&价：270.00元 品&&&&&&相：运&&&&&&费：北京通州
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微信购买商品分类：关 键 字：详细描述：此套资料包含书籍和光盘，一共3套内容，共计270元，包含运费&&详情请咨询客服人员&电话：010--第一套资料：《单片机电路设计、分析与制作》《单片机外围电路设计(第2版)》出版社最新出版图书第二套资料：《各种单片机电路设计全套资料汇编》光盘，包含以下目录所对应内容，几乎涵盖了所有这方面的内容，全部汇总在一起；图书介绍&目录如下：前言第1章&直流电动机控制模块设计11.1&设计目的11.2&设计任务11.2.1&初级要求11.2.2&中级要求11.2.3&高级要求11.3&设计原理11.3.1&直流电动机简介11.3.2&旋转方向控制21.3.3&电动机转速控制31.3.4&AT89S52简介41.3.5&ADC0831简介51.4&程序设计流程61.5&汇编语言程序源代码61.6&C语言程序源代码81.7&系统仿真111.8&直流电动机模块整体电路图及模块实物图13&&第2章&步进电动机控制模块设计162.1&设计目的162.2&设计任务162.2.1&初级要求162.2.2&中级要求162.3&设计原理162.3.1&系统结构图162.3.2&ULN2003A简介162.3.3&步进电动机概述182.3.4&步进电动机驱动原理182.3.5&控制方法192.3.6&步进电动机的应用192.4&汇编语言程序设计流程202.5&汇编语言程序源代码212.6&C语言程序设计流程222.7&C语言程序源代码222.8&系统仿真242.9&步进电动机模块整体电路图及模块实物图25第3章&数字钟设计273.1&设计目的273.2&设计任务273.2.1&初级要求273.2.2&中级要求273.3&设计原理273.3.1&系统结构图273.3.2&AT89S52内部定时/计数器0的使用方法293.4&程序设计流程293.5&汇编语言程序源代码303.6&C语言程序源代码343.7&系统仿真383.8&数字钟模块整体电路图及模块实物图38第4章&基于DS18B20的温度测量模块设计414.1&设计目的414.2&设计任务414.2.1&初级要求414.2.2&中级要求414.2.3&高级要求414.3&设计原理414.3.1&系统结构图414.3.2&DS18B20数字温度传感器概述424.3.3&DS18B20的1?wire技术424.3.4&DS18B20的内部结构434.3.5&DS18B20的命令序列444.3.6&DS18B20的信号方式454.3.7&小数的显示方法474.4&程序设计流程474.5&汇编语言程序源代码494.6&C语言程序源代码564.7&系统仿真604.8&温度测量模块整体电路图及模块实物图60第5章&信号发生器设计63&&5.1&设计目的635.2&设计任务635.2.1&初级要求635.2.2&中级要求635.2.3&高级要求635.3&设计原理635.3.1&系统结构图635.3.2&ADC0804简介635.3.3&信号的产生655.3.4&信号幅度控制665.3.5&信号频率控制665.3.6&波形切换675.4&程序设计流程675.5&汇编语言程序源代码685.6&C语言程序源代码725.7&系统仿真765.8&波形发生器模块整体电路图及模块实物图77第6章&基于模糊控制的温度控制系统设计806.1&设计目的806.2&设计任务806.2.1&初级要求806.2.2&中级要求806.2.3&高级要求806.3&设计原理806.3.1&系统结构图806.3.2&键盘设定模块816.3.3&LED显示模块816.3.4&双向晶闸管加温控制模块816.3.5&MOC3041M简介856.3.6&风扇降温模块866.4&模糊控制算法876.4.1&模糊控制的基本原理876.4.2&模糊控制程序的设计思想886.4.3&模糊控制器的设计886.5&C语言程序设计流程906.6&C语言程序源代码916.7&系统仿真&单片机输出信号仿真&加温回路电压仿真&降温回路仿真1026.8&模糊控制温度系统整体电路图104第7章&催眠电路设计1057.1&设计目的1057.2&设计任务&初级要求&中级要求1057.3&设计原理&简易催眠电路工作原理&系统结构图&7805简介&TLP521光耦合器简介&IRF840简介1117.4&程序设计流程1127.5&汇编语言程序源代码1137.6&系统仿真1197.7&催眠电路整体电路图及模块实物图119第8章&电疗仪设计122&催眠电路设计8.1&设计目的1228.2&设计任务&初级要求&中级要求1228.3&设计原理&电疗仪的临床机理&临床方向&电疗仪的作用&变压器简介1248.4&系统结构&控制部分&负载隔离及变压器部分&系统总结构图1288.5&系统仿真1298.6&程序设计流程1298.7&C语言程序源代码1298.8&电疗仪整体电路图及模块实物图130第9章&室内煤气和天然气泄漏报警器的设计133&&9.1&设计目的1339.2&设计任务&初级要求&中级要求&高级要求1339.3&设计原理&室内环境检测的必要性&室内有害气体概况&设计的目的及所设计装置的功能1349.4&设计原理&AT89C51简介&传感器输出处理&MQ?7一氧化碳传感器简介&系统功能模块的划分1379.5&系统原理框图&单片机控制电路&LED显示电路&气体检测模块&声光报警模块&温度检测模块&温度显示模块&主控制模块的设计&系统整体仿真1479.6&汇编语言程序设计流程1499.7&汇编语言程序源代码1499.8&C语言程序设计流程1569.9&C语言程序源代码1569.10&系统仿真1609.11&煤气、天然气泄漏报警整体电路图及实物图162第10章&心电信号检测显示仪设计16410.1&设计目的16410.2&设计任务&初级要求&中级要求&高级要求16410.3&设计背景及目的&系统结构图&心电信号采集&补偿电路的设计&前置放大电路设计&滤波电路的设计&主放大电路及加法器的设计&显示仪电路的设计&程序的设计18710.4&C语言程序设计流程18910.5&C语言程序源代码19010.6&系统仿真216第11章&脉搏波提取电路的设计21811.1&设计目的21811.2&设计任务&初级要求&中级要求21811.3&设计原理&系统设计原则&总体结构框架&脉搏信号的提取21911.4&信号调理电路设计&设计要求&滤波电路设计&电压提升电路设计&信号调理电路的仿真分析22211.5&单片机及其外围电路设计&单片机的选择&数据采集&MAX1240模数转换器简介&串行通信&整体单片机电路模块22911.6&电源模块设计&系统电源需求分析&+5V电源设计&负电源设计23111.7&程序设计流程23211.8&汇编语言程序源代码23311.9&C语言程序源代码23411.10&系统仿真23611.11&数据采集模块整体电路图及模块实物图238第12章&PROTEUS&ARES&PCB设计24012.1&原理图的后处理&概述&自定义元件符号&检查元件的封装属性&完善原理图25412.2&元件封装&元件符号与元件封装&创建元件封装&指定元件封装27112.3&PCB布局&设置层面&自动布局&手工布局&调整文字27712.4&PCB布线&设置约束规则&手工布线&3D形象化显示&铺铜28612.5&输出光绘文件289参考文献293光盘内容介绍&目录如下：1&单片机定时开关机及遥控器开关机控制电路2&一种可编程单片机控制电机正反转驱动电路及其方法3&单片机的I/O接口扩展电路4&一种基于单片机的低待机功耗开关电路5&基于单片机自动控制的有害气体采样电路装置6&单片机与DALLAS单总线协议的通讯电路7&可用于单片机连接使用的总线与A/D复用电路8&采用单片机控制放电的超声波流量计峰值检波电路9&基于单片机控制的大功率热风枪嵌入式电路系统10&单片机通讯电路和单片机系统11&单片机检测电路及其装置12&单片机IO口的扩展电路13&电能表单片机的复位电路14&电能表计度器的单片机驱动电路15&单片机测温电路16&航行灯单片机控制电路17&一种单片机串口通信电路应用系统18&基于单片机控制的氧气湿化器嵌入式电路系统19&单片机定时开关机及遥控器开关机控制电路20&基于单片机驱动和控制的充电器DC/DC转换电路21&一种用于汽车音响单片机的电源供电电路22&一种单片机控制64位步进扫描机械选频调谐电路23&光伏电太阳自动跟踪器单片机控制电路24&单片机通讯电路及通讯方法25&一种单片机控制64位步进扫描机械选频调谐电路26&一种汽车音响单片机及周边电路设备的电源掉电方法27&一种微处理器时钟检测电路及直流无刷电机的单片机MCU时钟检测电路28&基于单片机与光耦的交直流电压电流表与采样电路29&单片机按键输入和显示输出两用电路30&双单片机共用一个LED显示器电路31&双单片机共用串行A/D转换器电路32&双单片机共用一个串行存储器电路33&双单片机共用一个键盘电路34&双单片机共用串行D/A转换器电路35&单片机复位电路36&一种MCU单片机LED扫描显示电路37&一种单片机电源控制电路38&一种单片机复位电路39&单片机系统中的轻触开关电源通断控制电路及控制方法40&基于一个单片机的多路模-数转换电路41&基于双单片机的看门狗和电压监控电路42&基于两个单片机的多路模-数转换电路43&基于单片机的模拟声响控制电路44&一种单片机复位电路45&一种单片机I/O口分时复用控制电路46&单片机监测电路47&空调器单片机输入输出接口电路控制装置48&一种磁悬浮工艺品单片机控制电路49&应用于按键矩阵或编码盘的单片机扫描电路50&采用双单片机的交流电力电子开关复位电路51&一种利用单片机PWM输出控制的安全保护电路52&单片机控制的接地检测保护电路53&单相电度表附加的单片机运放电路防一火一地窃电装置54&电动葫芦防斜拉单片机电路控制箱55&单相电度表附加的单片机时基电路防一火一地窃电装置56&可避免单片机错误复位的电路模块57&一种单片机控制电路的保护电路58&一种控制单片机工作的电路59&一种线控晾衣架的单片机控制电路60&单片机控制电路的防电墙装置61&线控晾衣架附加照明烘干的单片机控制电路62&遥控晾衣架附加照明烘干的单片机控制电路63&单片机控制电路防电墙装置64&触摸屏系统单片机并行口实现串行口功能电路65&一种单片机系统断电保护电路66&单片机复位电路67&一种单片机复位电路68&一种计算机与单片机电平转换电路69&电视机的单片机数据线的多重复用电路70&单片机式光电编码器的调零电路71&单片机数字集成电路测试仪72&单片机系统与液晶显示器的接口电路73&基于单片机的汽车空调控制电路74&一种嵌入式单片机模块化输入输出电路结构75&一种嵌入式单片机模块化输入输出电路结构76&一种嵌入式单片机模块化输入输出电路结构77&便携式逆变手工焊机中具有单片机控制电路78&嵌入式吸油烟机的单片机共用芯片的外围电路结构79&嵌入式电热水器的单片机共用芯片的外围电路结构80&嵌入式电热水器的单片机共用芯片的外围电路结构81&嵌入式节水洁具的单片机共用芯片的外围电路结构82&嵌入式吸油烟机的单片机共用芯片的外围电路结构83&嵌入式消毒柜的单片机共用芯片接口和外围电路84&嵌入式节水洁具的单片机共用芯片的外围电路结构85&采用双单片机控制触发电路的交流电力电子开关86&采用双单片机控制显示电路的交流电力电子开关87&采用双单片机控制蜂鸣提示电路的交流电力电子开关88&嵌入式节水洁具的单片机共用芯片接口和外围电路的设计89&嵌入式吸油烟机的单片机共用芯片接口和外围电路的设计90&嵌入式电热水器的单片机共用芯片接口和外围电路的设计91&嵌入式消毒柜的单片机共用芯片接口和外围电路的设计92&嵌入式节水洁具的单片机共用芯片接口和外围电路的设计93&嵌入式电热水器的单片机共用芯片接口和外围电路的设计94&嵌入式吸油烟机的单片机共用芯片接口和外围电路的设计95&单相电度表附加的单片机时基电路防一火一地窃电装置96&线控晾衣架附加照明烘干的单片机控制电路97&一种线控晾衣架的单片机控制电路98&遥控晾衣架附加照明烘干的单片机控制电路99&单片机控制电路的1＋1防电墙装置100&基于单片机脉冲宽度调制的隔离电压调节电路单片机外围电路设计(第2版)第1章&智能化／网络化传感器及接口技术(1)1．1&智能化集成温度传感器的产品分类及发展趋势(1)1．1．1&集成温度传感器的产品分类(1)1．1．2&智能温度传感器发展的新趋势(1)1．2&单线总线智能温度传感器的原理与应用(3)1．2．1&DS18B20型智能温度传感器的工作原理(4)1．2．2&由DS18B20构成的电脑温控系统(5)1．3&基于I?2C、SMBus及SPI总线的智能温度传感器(8)1．3．1&基于I?2C总线的DS1629型智能温度传感器(8)1．3．2&基于SMBus的MAX6654型智能温度传感器(11)1．3．3&基于SPI总线的LM74型智能温度传感器(12)1．4&多通道智能温度传感器的原理与应用(14)1．4．1&AD7417型5通道精密智能温度传感器(14)1．4．2&LM83型4通道精密智能温度传感器(16)1．5&集成转速传感器的原理与应用(18)1．5．1&KMI15－1型集成转速传感器的工作原理(19)1．5．2&KM115－1型集成转速传感器的典型应用(21)1．6&集成加速度传感器的原理与应用(22)1．6．1&ADXL05型单片加速度传感器的工作原理(22)1．6．2&ADXL05型单片加速度传感器的典型应用(24)1．7&集成液位传感器的原理与应用(26)1．7．1&LM1042型集成液位传感器的工作原理(27)1．7．2&LM1042型集成液位传感器的典型应用(30)1．8&网络化智能精密压力传感器的原理与应用(31)1．8．1&PPT、PPTR系列智能压力传感器的工作原理(31)1．8．2&PPT、PPTR系列智能压力传感器的典型应用(34)第2章&智能功率器件、控制电路及测控系统(37)2．1&智能功率器件(37)2．1．1&智能功率器件的特点及产品分类(37)2．1．2&智能功率集成电路的原理与应用(38)2．1．3&智能功率模块的原理与应用(41)2．2&控制系统中的保护电路(42)2．2．1&常用保护电路的分类(42)2．2．2&保护电路的设计(43)2．3&智能化温控系统控制电路的设计(46)2．3．1&TMP01型集成温度控制器(46)2．3．2&LM56型集成温度控制器(48)2．4&微处理器芯片温度的控制电路设计(50)2．4．1&TC652／653的性能特点及工作原理(51)2．4．2&微处理器散热保护电路的设计(52)2．5&智能化粉针药品自动分装系统的设计(54)2．5．1&性能简介(54)2．5．2&整机电路设计原理及总程序流程图(55)2．6&能源自动测控系统的设计(62)2．6．1&性能简介(62)2．6．2&接口板的设计(62)2．6．3&能源自动测控系统的电路设计及主程序流程图(63)第3章&数据采集系统与新颖检测电路(68)3．1&多路模拟开关?脑?碛胗τ?(68)3．1．1&CMOS集成模拟开关的原理(68)3．1．2&多路模拟开关的应用技巧(69)3．2&可编程精密数据采集专用集成电路(72)3．2．1&TC534的性能特点(72)3．2．2&TC534的工作原理(73)3．2．3&编程方法(75)3．2．4&四通道数据采集系统的设计(76)3．3&高精度数据采集单片系统(77)3．3．1&ADμC824的性能特点(78)3．3．2&ADμC824的工作原理(78)3．3．3&ADμC824的典型应用(84)3．4&HP34970A型16通道高速数据采集系统(88)3．4．1&HP34970A型数据采集系统的性能特点(88)3．4．2&软件的汉化(88)3．4．3&HP34970A型数据采集系统的应用(89)3．5&真有效值数字电压及电平转换电路(94)3．5．1&真有效值数字仪表的基本原理(94)3．5．2&单片真有效值/直流转换器的产品分类(95)3．5．3&多量程真有效值数字电压表(96)3．5．4&多量程真有效值数字电压／电平表(97)3．6&测量高阻及超高阻的电路(98)3．6．1&测量高阻(98)3．6．2&测量超高阻(99)3．7&测量电容及电感的电路(100)3．7．1&用容抗法测量电容(100)3．7．2&测量电感(103)3．8&利用锁相技术提高测量精度及分辨力(104)3．8．1&锁相技术在流量测控系统中的应用(104)3．8．2&利用锁相时钟抑制串模干扰(107)3．9&读数保持及开机自动复位电路(108)3．9．1&读数保持电路(109)3．9．2&开机自动复位电路(110)3．10&自动关机和声光报警电路(110)3．10．1&自动关机电路(111)3．10．2&声光报警电路(112)第4章&智能仪器专用集成电路及其应用(114)4．1&高精度实时日历时钟电路(114)4．1．1&产品分类及性能特点(114)4．1．2&SD2000和SD2001系裂产品的工作原理(115)4．1．3&SD2001系列产品的典型应用(118)4．2&基准电压源(120)4．2．1&基准电压源的特点与产品分类(120)4．2．2&带隙基准电压源的基本原理(121)4．2．3&基准电压源的应用(122)4．3&集成恒流源(124)4．3．1&恒流源的特点与产品分类(124)4．3．2&恒流二极管的原理与应用(125)4．3．3&恒流三极管的原理与应用(127)4．3．4&可调精密集成恒流源的原理与应用(128)4．4&单片精密?U／f、f／U?转换器(129)4．4．1&AD650的性能特点(129)4．4．2&?U/f?转换器的原理与应用(130)4．4．3&?f/U?转换器的原理与应用(134)4．5&带串行接口的多位译码／驱动器(135)4．5．1&MAX7219的性能特点(135)4．5．2&MAX7219的工作原理(135)4．5．3&MAX7219的典型应用及多片级联方法(137)4．6&单片多位计数／锁存／译码／驱动器(138)4．6．1&ICM7217A的性能特点(138)4．6．2&ICM7217A的工作原理(139)4．6．3&ICM7217A的典型应用(140)4．7&带微处理器的单片5?1/2?位A／D转换器(143)4．7．1&HIA的性能特点(143)4．7．2&HIA的工作原理(144)4．7．3&由HI7159A构成的5?1/2?位智能数字电压表(149)4．8&专配微处理器的4?3/4?位数字多用表集成电路(150)4．8．1&MAX134的性能特点(150)4．8．2&MAX134的工作原理(151)4．8．3&由MAX134构成数字多用表的基本电路(154)4．9&单片电能计量集成电路(155)4．9．1&AD7751的性能特点(156)4．9．2&电能计量的基本原理(156)4．9．3&AD7751的工作原理(157)4．9．4&AD7751的典型应用(161)4．10&LED条图显示仪表(162)4．10．1&LM3914型LED条图驱动器的原理(162)4．10．2&LED条图显示温度计的电路设计(164)第5章&单片机测控系统稳压电源的设计(167)5．1&线性集成稳压器的应用(167)5．1．1&三端固定式集成稳压器的产品分类(167)5．1．2&三端固定式集成稳压器的特殊应用(168)5．1．3&三端可调式集成稳压器的产品分类(168)5．1．4&三端可调式集成稳压器的应用(169)5．2&低压差集成稳压器的应用(170)5．2．1&低压差集成稳压器的性能特点(170)5．2．2&低压差集成稳压器的应用(172)5．3&DC／DC电源变换器(173)5．3．1&单片DC/DC电源变换器的产品分类(173)5．3．2&ICL7660型极性反转式DC/DC电源变换器(174)5．3．3&MAX770型升压式DC/DC电源变换器(175)5．3．4&MAX639型降压式DC/DC电源变换器(176)5．4&线性集成稳压电源散热器的设计(177)5．4．1&散热器的设计原理(177)5．4．2&散热器的设计方法(178)5??4．3&注意事项(180)5．5&第四代单片开关电源的工作原理(180)5．5．1&TOPSwitch-GX的产品分类及性能特点(180)5．5．2&TOPSwitch-GX的引脚功能(182)5．5．3&TOPSwitch-GX的工作原理(182)5．6&第四代单片开关电源的典型应用(188)5．6．1&高效率70W通用开关电源模块(188)5．6．2&由TOP249Y构成的DC/DC变换式250W开关电源(189)5．6．3&由TOP246Y构成的45W多路输出式开关电源(190)5．6．4&使用注意事项(192)5．7&第四代单片开关电源的快速设计法(192)5．7．1&快速选择TOPSwitch-GX芯片的方法(193)5．7．2&关键元件的典型参数值(196)5．7．3&设计注意事项(196)5．8&第四代单片开关电源的测试技术(197)5．8．1&TOPSwitch-GX的性能测试(197)5．8．2&测试漏?源击穿电压和关断时的漏电流(198)5．8．3&开关电源稳压性能的测试要点(199)5．8．4&高频变压器的电气性能测试(199)5．9&单片机测控系统的多路电源监视器(200)5．9．1&MAX8215的性能特点(200)5．9．2&MAX8215的工作原理(200)5．9．3&单片机测控系统的多路电源监视器(202)第6章&单片机测控系统的抗干扰设计(204)6．1&电磁兼容性的设计与测量(204)6．1．1&电磁兼容性的研究领域(204)6．1．2&电磁兼容性的设计与测量(206)6．2&电磁干扰滤波器的构造原理与应用(208)6．2．1&电磁干扰滤波器的构造原理及应用(209)6．2．2&电磁干扰滤波器的技术参数及测试方法(210)6．3&抑制开关电源的电磁干扰(212)6．3．1&单片开关电源的基本电路(212)6．3．2&单片开关电源电磁干扰的波形分析(213)6．3．3&造成电磁干扰的电路模型(213)6．4&单片机测控系统的接地(215)6．4．1&接地的作用及方式(215)6．4．2&单片机测控系统的接地(217)6．5&单片机测控系统的屏蔽(220)6．5．1&屏蔽的分类(220)6．5．2&静电屏蔽(220)6．5．3&磁屏蔽(222)6．6&单片机测控系统中常用的抗干扰措施(222)6．6．1&干扰的成因及后果(222)6．6．2&电路设计中的抗干扰措施(223)6．7&利用软件来提高抗干扰能力(226)6．7．1&数字滤波器(226)6．7．2&其他软件抗干扰技术(229)6．8&硬件看门狗电路(233)6．8．1&由计数器构成的看门狗电路(233)6．8．2&由定时器构成的看门狗电路(234)6．8．3&由专用芯片构成的看门狗电路(234)6．9&数字信号处理系统的抗干扰措施(235)6．9．1&数字信号处理系统的抗干扰措施(235)6．9．2&抑制反射干扰噪声的方法(236)6．10&设计印制电路的注意事项(236)参考文献(238)&温馨提示：我们可提供各类技术，因篇幅限制不能全部列出，若没找到你要的技术资料，可联系客服提供（客服电话：010-0-）网站：
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功率MOSFET应用研究及主电路设计
西安理工大学 硕士学位论文 功率MOSFET应用研究及主电路设计 姓名：余娟 申请学位级别：硕士 专业：检测技术与自动化装置 指导教师：孙强
摘要　功率 ＭＯＳＦＥＴ 应用研究及主电路设计　学科名称：　　检测技术与自动化装置　　　　　　 导师姓名：　 　孙　强（教授）　　　　签字：　　　　　　　　　　　　　　 作者姓名：　 　余娟　　　　　　　　　　　　　签字：　　　　　　　　　　　　　　 答辩日期：　　 ２００５ 年 ３ 月　　摘　　　要　磁控溅射镀膜技术是目前先进的镀膜技术， 本文在分析磁控溅射工艺背景的基 础之上根据靶极电源的要求，确定倍流整流方式 ＺＶＳ　ＰＷＭ 直流变换器做为其靶极电 源的主电路，进行参数设计并进行仿真，取得良好效果。还引入了倍流整流方式 ＺＶＳ　ＰＷＭ　三电平直流变换器（半桥）。根据靶极电源的频率与功率要求，本文选择功 率 ＭＯＳＦＥＴ 作为磁控溅射靶极电源主功率开关器件， 介绍了功率 ＭＯＳＦＥＴ 的驱动特点 及驱动参数计算，根据实际情况设计了 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路。针对 ＭＯＳＦＥＴ 并联扩容， 从理论上分析了影响 ＭＯＳＦＥＴ 并联动静态不均流的各种因素，提出了相应的解决措 施，并进行了仿真分析。针对 ＭＯＳＦＥＴ 工作过程中出现的电压尖峰、电流尖峰和大 的开关损耗问题，本文首先从理论上分析了 ＭＯＳＦＥＴ 逆变桥缓冲电路的工作原理， 推导出缓冲电路各元件的参数计算公式，讨论了缓冲电路各元件参数以及负载性 质，开关频率等对关断电压波形的影响并进行了仿真分析。　 关键词：倍流整流，功率 ＭＯＳＦＥＴ，驱动电路，并联，缓冲　　 　 　 　 国家十五攻关资助项目（ＮＯ．２００２ＡＡＤＦ３３０４）　 　 　　ＡＢＳＴＲＡＣＴ　　 ＳＴＵＤＹ　ＯＦ　ＭＯＳＦＥＴ　ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮ　ＡＮＤ　ＤＥＳＩＧＮ　ＯＦ　ＭＡＩＮ　ＣＩＲＣＵＩＴ　　 Ａｄｖｉｓｅｒ：　　 　Ａｕｔｈｏｒ：　　 　 ＡＢＳＴＲＡＣＴ　Ｔｈｉｓ　ａｒｔｉｃｌｅ　ｉｓ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　　ＣＦＵＢＭＳＩＰ　 ｔｅｃｈｎｉｃｓ．　Ｆｉｒｓｔｌｙ，ａｓｃｅｒｔａｉｎ　ｔｈｅ　ＺＶＳ　 ＰＷＭ　ｏｆ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｄｏｕｂｌｅｒ　ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ　ａｓ　ｔｈｅ　　ｐｏｗｅｒ　ｓｕｐｐｌｙ　ｍａｉｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ．　Ｉｔ　ｃａｎ　 ｒｅａｌｉｚｅ　ｔｈｅ　ｚｅｒｏ　ｓｗｉｔｃｈｅｓ　ｉｎ　ａ　ｗｉｄｅｒ　ｌｏａｄ　ｒａｎｇｅ．Ｍｅａｎｗｈｉｌｅ，　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　 ｐａｒａｍｅｔｅｒ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｍａｉｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ａｎｄ　ｓｉｍｕｌａｔｅｄ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｂｅｃａｕｓｅ　ｆｒｕｑｕｅｎｃｙ　ａｎｄ　 ｐｏｗｅｒ　，ｓｅｌｅｃｔ　ｐｏｗｅｒ　ＭＯＳＦＥＴ　ａｓ　ｔｈｅ　ｍａｉｎ　ｄｅｖｉｃｅ．Ｓｔｕｄｉｅｄ　ｔｈｅ　ｄｒｉｖｅ　 ｍｅｔｈｏｄ　，ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ｐｒｏｐｅｒ　ｄｒｉｖｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｆｏｒ　　ＭＯＳＦＥＴ．　Ｔｈｉｒｄｌｙ，ｔｈｅ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｏｆ　 ｐａｒａｌｌｅｌｉｎｇ　ＭＯＳＦＥＴｓ　ａｒｅ　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ　ｔｏ　ｅｎｌａｒｇｅ　ｏｕｔｐｕｔ　ｐｏｗｅｒ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｐｏｗｅｒ　 ｓｕｐｐｌｙ．　Ｗｈｅｎ　ＭＯＳＦＥＴ　ｐａｒａｌｌｅｌｅｄ，　ｄｕｅ　ｔｏ　ｔｏｌｅｒａｎｃｅｓ　ｏｆ　ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ，　 ｇａｔｅ－ｄｒｉｖｅ，　ａｎｄ　ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ，　ｔｈｅ　ｔｏｔａｌ　ｌｏａｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｉｓ　ｎｏｔ　ｓｈａｒｅｄ　 ｅｑｕａｌｌｙ　ｂｅｔｗｅｅｎ　ｐａｒａｌｌｅｌｅｄ　ＭＯＳＦＥＴｓ　．　Ｔｈｅ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｔｏ　ａｃｈｉｅｖｉｎｇ　ｂａｌａｎｃｅｄ　 ｃｕｒｒｅｎｔ　ａｒｅ　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ　ａｎｄ　ｓｉｍｕｌａｔｅｄ　ｉｎ　ｔｈｉｓ　ｐａｐｅｒ．　Ｆｉｎａｌｌｙ，　ｔｈｅ　ｓｎｕｂｂｅｒｓ　 ａｒｅ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ｔｏ　ｃｏｍｐｒｅｓｓ　ｔｈｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｔｒａｎｓｉｅｎｔ．　Ｗｈｅｎ　ＭＯＳＦＥＴ　ｉｓ　 ａｂｒｕｐｔｌｙ　ｔｕｒｎｅｄ　ｏｆｆ，　ｔｒａｐｐｅｄ　ｅｎｅｒｇｙ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｓｔｒａｙ　ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｉｓ　 ｄｉｓｓｉｐａｔｅｄ　ｉｎ　ＭＯＳＦＥＴ，　ｃａｕｓｉｎｇ　ａ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｏｖｅｒｓｈｏｏｔ　ａｎｄ　ｄａｍａｇｉｎｇ　ＭＯＳＦＥＴ．　Ｔｈｉｓ　 ｐａｐｅｒ　ａｎａｌｙｚｅｓ　ｔｈｅ　ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｎｕｂｂｅｒ　ａｎｄ　ｄｉｓｃｕｓｓｅｓ　ｔｈｅ　ｉｍｐａｃｔ　ｏｆ　ｔｈｅ　 ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｎｕｂｂｅｒ　ｏｎ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｏｖｅｒｓｈｏｏｔ．　Ｕｎｄｅｒ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｎｕｍｂｅｒ　ｏｆ　 ｓｎｕｂｂｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ，　ｓｗｉｔｃｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ　ｏｆ　ｌｏａｄ　ａｎｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ　 ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ，　ｔｈｅ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｆ　ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ　ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｉｓ　ｓｉｍｕｌａｔｅｄ．　 　Ｋｅｙ　Ｗｏｒｄｓ：　ＣＤＲ，　ｐｏｗｅｒ　ＭＯＳＦＥＴ，ｄｒｉｖｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ，　ｐａｒａｌｌｅｌｉｎｇ，　ｓｎｕｂｂｅｒ　概述　１　概述　１．１　本课题的研究背景及意义【１】【２】　近代工程的发展愈来愈多地需要用到各种化合物薄膜，如光学工业 中使用的 ＴｉＯ２ 、ＳｉＯ ２ 等硬质膜；电子工业中使用的 ＩＴＯ 透明导电膜、钝化 膜、隔离膜、绝缘膜；建筑玻璃上使用的 ＺｎＯ、ＳｉＯ２ 等介质膜。转速上万 转的高速纺机，高速制衣设备的针杆，高速打印机及轻型印刷传输杆等此 类部件要求部件表面具有高的硬度，低的摩擦系数以保证动力的传送，特 殊条件下甚至要求部件表面具备自润滑特性，这些要求可通过在工件表 面镀膜来实现。制备化合物薄膜可使用化学气相沉积或物理气相沉积方 法，　物理气相沉积中的反应磁控溅射沉积技术由于具有无污染高效率、 多调变成分、膜层牢固、膜厚均匀可控、纯度高、不产生废液、对环境 无污染等明显优势而被广泛应用并获得了迅速发展。　 目前，磁控溅射镀膜技术的发展， 在两大领域内不断地改进和完善， 以期满足工业生产所要求的高质量、高速度和高效率。其一就是溅射装 置和相应的薄膜工艺技术；另一领域就是为装置和工艺服务的供电电源 和相应的自动化技术。磁控溅射离子镀膜技术，不同于传统的表面热处 理，所要求的各种参数会随着膜层生长过程而变化，负载在大范围内不 断变化。这就要求镀膜设备具有良好的可靠性和稳定性，以保证产品质 量。而磁控靶极电源是磁控镀膜生产装置中的关键设备之一，它的性能 优劣直接影响镀膜产品的产量和质量。因此，研制高性能的磁控溅射离 子镀膜电源对于改善涂层质量，满足工程需要，具有重要的意义。本课 题即以设计磁控溅射靶极电源为目标展开研究的。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 １西安理工大学学位论文　１．　２　　磁控溅射国内外研究及应用现状【３】　磁控溅射技术研究始于 20 世纪 70 年代，其中闭合场非平衡磁控溅 射离子镀由于把磁控溅射成膜速率高、源为大平面源、有利于膜层厚度 均匀，离子镀过程能改变膜基界面的结合形式、提高膜基附着力、膜层 组织致密的优点结合在一起形成了新的离子镀膜技术，其镀层易按要求 设计，具有快速、低温、低成本、无污染等特性，而倍受重视，并在近 十年得到飞速发展。当前，国外磁控溅射技术已经在硬镀层、耐磨镀层、 减摩镀层、耐蚀镀层、装饰镀层以及具有特殊光、电性能的镀层领域得 到 广 泛 应 用 。 其 中 能 代 表 欧 美 该 领 域 装 备 和 技 术 水 平 的 英 国 Teer Coatings Ltd. 所研发的闭合场非平衡磁控溅射离子镀设备和镀层技术除 被 BM,GM,Ford 等公司用于多种金属的表面改性处理外， 还销售给 Mulit Arc 等国际著名的镀层研究和制备单位。 我国对磁控溅射研究的单位较多，但所用的设备基本为第一代的初 级阶段的磁控溅射镀膜设备，与代表目前国际先进水平的将磁控溅射和 离子镀有机结合在一起的第三代镀膜设备有较大差距，从国内市场目前 优质镀层产品多为进口的现状可以看出我国磁控溅射的装备和技术开发 还远未达到产业化的程度。因此研究和开发先进镀层技术以及配套的电 源对国民经济的发展有重大意义。１．３　磁控溅射工艺原理【４】【５】　对于一个磁控溅射靶，其外环磁极的磁场强度与中部磁极的磁场强 度相等或相近，则称为“平衡”磁控溅射靶 。一旦某一磁极的磁场相对 于另一极性相反的部分增强或减弱，就导致了溅射靶磁场的“非平衡” 。 UDP（ Uniform Deposition and Plasma） ， 即等离子体均匀气相沉积系统是 专为沉积硬质涂层而设计的一种磁控溅射离子镀系统，实质上是一种封 闭非平衡磁控溅射离子镀（CFUBMSIP ― The Closed Field Unbalanced２　 　概述　Magnetron Sputter Ion Plating system）技术。其磁控靶的配置如图 1-1 所 示：两个磁体以相反极性连接在一起，磁力线在磁体之间是密封的。侧视图 图 1-1 双不平衡磁控靶配置俯视图密封非平衡磁控溅射系统工作原理：镀膜室抽至高真空后，充入放 电气体氩气和反应气体氮气，在阴极（靶）上施加溅射电源，使靶材在 一定真空度下形成辉光放电，产生离子、原子等形成的等离子体，具有 初始动能的粒子在非平衡磁场和阴阳极间的电场作用下，向工件迁移， 在工件表面形成膜层。同时，在阴极和工件之间增加螺线管，增加周边 额外磁场；通过控制外线圈电流，使得外部磁场强于中心磁场，实现对 非平衡磁磁场的控制。辉光放电时，离子轰击阴极产生二次电子，电子 在阴极暗区电场作用下被加速与气体分子碰撞，使气体分子电离维持放 电。正交电磁场有利于加长电子运动轨迹，提高电子与气体分子的碰撞 几率，使气体的离化率和阴极靶所能得到的离子流密度大幅度提高，获 得高的溅射速率，从而提高成膜速率。另外，基片（工件）施加负偏压 也有利于加快成膜速率。 在磁控溅射时，靶极上加负压，当靶极电压达到某一值时，气体开 始起辉，电压降低，电流突然升高，并在阴阳极间产生辉光放电。气体 放电的伏安特性曲线如图 1-2 所示。 　图1-2气体放电的伏安特性曲线当阴极电压增加到图中的A点时，气体被点燃，点燃电压为:　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 ３西安理工大学学位论文　V A = Vipd C + ln( pd ) 。式中，Vi为气体电离电位，p为气体压强(真空度)，d为阴阳极之间的距离， C为常数(与阴极材料有关)。 BC段为正常辉光放电区， 此区段虽放电稳定，但电流密度较小，无法实现磁控溅射离子镀膜的工艺 要求。CD段为异常辉光放电区，这是一个异常的、不稳定的和强电流的放 电区，具有很高的电流密度和功率密度，是磁控溅射离子镀膜工艺所需要 的放电区。DE段为弧光放电段，此段工作电流极大，阴极离子溅射严重， 是工艺所不允许的。 研究表明，在磁控溅射镀膜过程中，靶功率与靶的溅射率成正比关 系，因此提高靶功率可提高靶的溅射率和沉积到基片上的沉积速率并提 高设备的工作效率，然而，就磁控溅射的功率效率而言，当气压在一定 的范围内，磁场强度一定的条件下，离子的能量达到一定的程度后再增 加溅射功率对效率已无贡献。 电源启动后，在进入异常辉光放电之前，由于阴极靶面或基片不 清洁及真空室被污染会产生化合物异常辉光放电，这会引起较大的电流 波动，还会对膜层的均匀性和质量有很大影响。 所以维持靶的功率，保持一定的电流密度及相对稳定的靶极电源， 克服电流波动是满足工艺要求的重要条件。１．４　课题的主要研究内容　本课题以磁控溅射靶极电源为研究背景，主要针对以下问题作了详 尽的分析与探讨。 1．根据磁控溅射的工艺要求,在给定电源技术指标(电压,电流,频率,占空 比等)条件下,确定出电源拓扑结构并选择合适的开关器件，设计主电路 参数。 2．为在高频条件下提高电源输出电流（功率）等级，研究 MOSFET 多４　 　概述　管并联扩容及均流措施。 3．按磁控溅射电源要求对 MOSFET 设计可靠的驱动电路。 4．设计缓冲电路, 研究在不同参数条件下对吸收效果的影响，对主开关 器件进行可靠保护。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 ５２主电路设计磁控溅射靶极电源的要求输出为直流电压，其主要技术指标为①输入交流电压三相３８０Ｖ（输入可控整流后，直流电压为３００Ｖ，按波动５％计，即直流电压为３１５Ｖ～２８５Ｖ）；②输出直流电压额定１００Ｖ； ③输出直流电流额定１０Ａ；竺匝圈匹匡｝匝晤臣茎卜蹴故主电路的基本结构如下图所示：图卜１靶极电源结构框图④效率”≥９０％。即三相电网电压（３８０Ｖ，５０Ｈｚ），由可控整流模块整流调压，并经滤波输出，得到较平滑的直流电压，通过单相逆变桥逆变得到高频方波电压，再经高频变压器隔离调压，输出整流滤波电路将变压器副边的高频交流方波电压整流滤波，得到需要得直流电压以供给负载。根据电源 频率与功率的要求，主开关器件选择功率ＭＯＳＦＥＴ。ｚｌ改进型倍流整流电路ＺＶＳ Ｐｍｔ全桥变换器１．１主电路结构的确定”１‘”在高输入电压和中大功率ＤＣ／ＤＣ变换器中，移相控制零电压开关全２桥变换器是优选的拓扑结构。用相移ＰＷＭ控制来实现主电路四个开关 管的零电压开关，可减小开关损耗，提高整个电路的效率。但该变换器 存在一些问题滞后开关管实现ＺＶＳ比较困难；次级占空比丢失；输出整流 二极管换流时，关断的二极管反向恢复引起次级尖峰电压。倍流整流电路（ＣｕｒｒｅｎｔＤｏｕｂｌｃｒ Ｒｃｃｔｉｆｉｃｒ，ＣＤＲ）ＺＶＳＰＷＭ全桥变换器可以克服传统ＺＶＳ ＰＷＭ全桥变换器存在的问题，实现主开关管在宽负载范围的ＺＶＳ，无占空比丢失，无次级尖峰电压。而且它不必采用有中心 抽头的变压器，这一点使得变压器的结构大大简化。在工作过程中，变 压器次级流过的电流只是输出电流的一半大小，从而它的损耗也相对减 小，使得变换器效率增加，而输出电容和二极管应力和全波整流的情况 完全一样。它唯一的缺点就是必须有两个输出电感，但是在中大功率场 合由于两个电感上所流过的电流值和纹波大小比全波整流时小很多，所 以实际上是简化了电感的设计工作。但这种变换器要求变压器的漏感非 常小，为１００－～２００ｎＨ，对变压器设计制造提出了苛刻的要求。所以本文主 电路采用了改进型ＣＤＲＺＶＳＰＷＭ全桥变换器，在保留上述变换器优点的前提下，变换器可采用常规变压器，无需控制漏感的特殊措施。主电路 采用ＰＷＭ相移控制器ＵＣＣ３８９５进行控制。 传统的倍流整流电路零电压开关ＰＷＭ全桥变换器没有加阻断电 容，在变压器原边串接阻断电容的优点：在ＶＡＢ＝０时，不仅仅依靠导通 管的管压降，而主要是阻断电容上的压降使变压器原边电流－陕速下降。 这样，变压器的漏感不需控制的非常小，可采取常规的措施来设计制造变压器。主电路如图２ ２（ａ）所示。其中Ｑ１～Ｑ４为主开关管，ＤＩ～Ｉ）４为Ｑ１～Ｑ４的寄生二极管，ｃ１～ｃ４为Ｑ１～Ｑ４的结电容。ｃｂ为阻断电容，ｈ为变压器漏感，Ｌ『１、ｋ为滤波电感，ＤＲ】、ＤＲ２为副边整流二极管，ｃ ｒ为输出滤波电容，Ｒｈ¨为负载。它的波形如图２ ２（ｂ）所示。厣警ＩＩ守∞Ｉ电路（ｂ）±要波形 图２－２改进型ＣＤＲＺＶＳ ＰＷＭ全桥变换器结构及工作波形已Ｌ２主电路工作原理在分析工作原理之前，作出如下的假设①所有开关管二极管、电感、 电容和变压器均为理想元件；②ＣＩ＝Ｃ３－－Ｃ］ｅａｄ，Ｃ２－Ｃ４－Ｃｔａｇ；③Ｌｉｌ－Ｌｆ２－ｈ；④输 出滤波电容足够大，其电压可认为是一一匣压源Ｖｏ，Ｖｏ是输出电压；⑤假设 Ｌ【ｋ很小；⑥假设ｃ ｂ上的电压与ｖ。相比很小。在一个开关周期中，有１ ２种开关模态，如图２ ３所示。四曾∑譬凹（３）模态２【ｔ２ｔ３】（４）模态３（ｔ３，ｔ４。辟－‘庐ｌｌ口（５）模态４ ｆ１４ｔ５（７ｊ模恋６『１６，ｔ７］图２－３ＣＤＲ ＺＶＳＰＷＭ全桥变换器各开关状态等效电路各开关模态的工作情况描述如下１开关模态０ｔｌ时刻之前在ｔＩ时刻之前，Ｑ１和Ｑ４导通。整流管ＤＲ！导通，ＤＲ－截止，原边给负载供电。这个模态的方程是Ｖ――㈦ｚ目小）“ｍ＋上－二（。“）Ｖ‘ｑ，（’）－１２ｔ，亡（…ｔ，）ｉ。（ｆ）＝ｉⅡ】（ｔ）／Ｋ式中Ｋ是变压器原边对副边的变比，１１。、Ｉ！ｎ分别是ｕｍ ｉＬｌ２在ｋ时刻的值。２开关模态１ｍｔ，ｔ２］在ｔＩ时刻关断ＱＩ，副边电流１产１¨Ｉ，储存在Ｌ【ｋ和Ｌ『１中的能量给ｃ１充 电，同时给ｃ３放电，ＱＩ是零电压关断，ｉｐ给阻断电容ｃ ｂ充电，ｃ ｂ电压上升。 在也时刻，ｃ３电压下降到零，码导通，Ｑ３实现零电压开通，从而结束开关模态１。该模态的持续时间为ｔ１２－２Ｃｌｅａｄｕ，，仉ｆｆ儿３开关模态２忆‘３］Ｄ３导通后，开通Ｑ３，Ｑ１和Ｑ３驱动信号之间的死区时间ｔｄ（１ｅａｄ）＞ｔｍｉｐ仍由Ｄ３流通。ｉＤＲ２－－ｉｍ＋１。，ｉ川－－ｉ圳＋１、，ＤＲ】和ＤＲ２同时导通，ｖＣｂ全部加在Ｌ【ｋ上，ｉｐ减小，阻断电容电压继续上升。这个模态的方程是２“－（‘）２７“－（’，’孝（ｔｔ２）２“ｚ（‘）２７“，（‘ｚ’于（…，）ｚ一卜％竽ｍ州ｔ－ｔ，）＋ｌｖｎ灿印一，ｚ。＝Ｋ×ｉ．、（，）式＋ｍ２万１露在这个模态，如果电流ｉ¨！变负，并在ｂ时刻，ｋ＝ｉＬｒ！（这个条件必须满足，由参数设计来保证），那么ｉＤＲ２－０，ｂＲｌ＝¨＋ｉＬ‰ＤＲ２自然关断，ＤＲｌ继续导通，副边二极管实现换流。４开关模态３［ｔ３，ｔ４］原边电路的Ｑ。和Ｄ，导通，阻断电容上的电压继续上升。副边电路 中，ＤＲ２关断，ＤＲ】导通，ＤＲ－通过全部负载电流。５开关模态４［ｔ４，ｔ５］在ｂ时刻，关断Ｑ４，储存在漏感和Ｌ】！中的能量给ｃ４充电，给ｃ２放电，Ｑ４是零电压关断，ｃｂ上电压继续上升，副边电流１产ｉＬｒｌ。在ｂ时刻，Ｃ！的电压 下降至零，Ｉ）２自然导通，这时可开通Ｑ！，Ｑ！是零电压开通。到此，这一模态 结束，持续时间为ｔ４５－２Ｃｉ。。Ⅵ，，仉ｆｆ４ｊ。６开关模态５［ｔｓ，ｔｆ＿］Ｄ２导通后，开通Ｑ２。Ｑ２和Ｑ４的驱动信号之间的死区时间ｔｄｌａｇ）＞ｔ４５，ｉ。仍由Ｄ２流通。ｕ¨下降，ｕ ｒ２增加。ｋ＝ＫｉＬ口，ｂ线性下降，ｃ ｈ的电压继续上升，到ｋ时刻，ｉ。下降到零，二极管Ｄ２、Ｄ３自然关断，Ｑ！、哂中将流过电流，ｃ ｈ的电压达到最大。７开关模态６ｆｔ６，ｔ７］Ｑ！和Ｑ３导通，ｋ流经Ｑ！、变压器原边绕组、阻断电容ｃｂ以及哂。在这段时间里，电源给负载供电。Ｌ】！则开始储能，ｃｂ的电压开始下降。 到ｔ７时刻，哂关断，变换器开始另外半个周期（ｔ７～ｔｌ ３），其工作情况类似于上述的半个周期（‘Ｉ～‘７），故后半个周期不在示出。２ Ｌ３主电路参数设计“…“。输入：输入三相交流３８０ｖ进行可控整流得到直流电压为２８５ｖ一３１５Ｖ。输出：电压１００ｖ电流１０Ａ，功率１０００ｗ。 设变压器效率为９８％。 主电路包括整流滤波电路、单相全桥逆变电路、高频变压器、阻断 电容及输出整流滤波电路等。 将三相３８０Ｖ／５０ＨＺ交流电进行整流滤波，得到直流电压，供给ＤＣ／ＤＣ全桥变换器，全桥逆变电路由Ｑ１一Ｑ４四个ＭＯＳＦＥＴ管组成，通过全桥逆变电路，得到方波电压。再经过倍流整流以及滤波电路将方波电压整流滤波得到直流电压。＆岛频变Ｊ＿Ｉ＿：器的设训 高频变压器器隔离和降压作用，Ｌ【ｋ是它的漏感。ＣＤＲＺＶＳＰＷＭ全桥变换器输入输出关系为：Ｖｏ＝ＤＶ。／２Ｋ。与传统的全桥变换器相比，为 了得到相同的输出电压，该变换器中的变压器的原副边变比必须减小一 半，这是该变换器的一个特一性。变压器副边电压幅值为：Ｕ。。＝Ｕ，／Ｋ＝２（Ｖｏ＋％ｊ／Ｄ，ｖｏ为直流输出电压，ｖＤ为输出整流二极管通态压降。 １变比为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流 二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副变比应 尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器 的变比应按在输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为（）８５，则副 边电压ｖⅢ川。为：‰。＝％岩＝等甚坐－２３９．０５９Ｖ变压器原副边比为：Ⅳ：上＿：堕：ｌ ０５９Ｋ…。２３９２开关频率１９２其中ｖ…。。为三相交流输入整流后的最小电压。取Ｋ－１２工作频率对变换器的体积和特－｜生影响很大。工作频率高时，变压器 输出滤波电感和输出滤波电容可小型化，变换器响应速度快。但功率元 器件的开关损耗大。本电路由于实现了开关管的零电压开关，可大大提 高开关频率。但实际上由于开关管不可避免存在关断损耗，因此，开关 时不可能是绝对的零损耗开关。而且由于随着频率的增加靶面的微弧放 电逐渐减少，当频率从５（）～１ ６０ｋＨＺ几乎所有氧化物的沉积都可以保持 长期的稳定性。综合考虑，本电路取ｆｓ＝１００ｋＨＺ。 ３磁芯 使用ＡＰ法‘…输出功率为：Ｐ：堡：旦坐：１０２０ ４Ｗｒｌ 【】９８视在功率为：只＝Ｐ十只＝１０２０４十１０００＝２０２０ ４，ＡＰ：ｆ墨：！！：厂：（、一型！！型：１５×３９５ｌＥ，Ⅳ，／。且ｒＫ，／０．４×４×Ｉｏｏ×１０’×ｏ选３ １１２ＥＩ型磁芯Ａｐ＝３ ５８气＝１ ９０ｃｍ２‰＝１ 材质选ＰＨＩＬＩＰｓ的３ｃ９（），口。＝ｏ４原副边匝数８９ｃｍ’４５（）丁，口。＝占口。＝ｏ １５丁变压器传递双向矩形脉冲时变压器副边匝数：Ｎ。：旦五：！坐竺二！！ ２哦，Ａ。 ２Ａ…Ｂ．．２Ｂ。Ａ。又由于ｖ州：ｖ。／Ｋ：２（ｖ。＋ｖ。ｖｃｌ所龇＝面Ｖ Ｔ＝等４等Ｂ＝而４ｆ４。 取Ｎ。＝２（１ ５绕组线径×１０羔０×１０等１９‰（１××１０”。０１５圳㈣因为原副边匝比Ｋ－１ ２，所以ＮＰ－２０ｅ１２－２４。考虑到导线在高频时的集肤效应，铜导线在１００ＫＨＺ时穿透深度为△＝（）２０９ｒａｍ，所以绕组应选用线径小于２Ａ＝０．４１８ｍｍ的铜导线。 计算电流密度¨１：，一生：！！一：Ｋ¨ＫｉＢｗ｝ＡＰ０×２ ４ｌ ４其中：‰为窗口使用系数，主要与线径 绕组数有关。一般典型值取０肼为波形系数，方波时取４。变压器原边电流有效值的最大值为：！型！：３２８５×（）９８５８Ａ原边导线截面积：ＡＸｐ－ＩｐｍａｘＪＪ－３ ５８／１７６ ４１７－２ ０２９ｒａｍ２选ＡＷＧ＃１４Ａｘｅ－２ ０８２ｎｕｎｌ变压器副边电流有效值的最大值为：Ｉ…。－Ｋ１。。。＝１２８３ ５８－４ ２９６Ａ副边导线截面积ＡｘＰ＝Ｉ…、Ⅱ＝４ ２９６／１７６４１７＝２ ４３５ｍｍ！选ＡｗＧ＃１３ｈ滤波电感的设训Ａｘｐ－２ ６２６ｍｍ２输出滤波电感，除了滤波作用外，还需为主开关管实现ＺＶＳ提供足够 的能量。从滤波效果角度，希望电感值越大越好。而从滞后开关管获得较 宽的ＺＶＳ范围考虑，则希望感值取小。因此，滤波电感的选择和优化原则是在一定的负载范围内，保证主开关管实现ＺＶＳ的条件下，Ｌ】值越大越好。 从工作原理可知滞后开关管的ＺＶＳ在轻载时较重载时容易，超前开 关管的情况则相反；在输入输出条件相同时，如果Ｃｌｅａｄ－Ｃｌａｇ，超前开关管较 滞后开关管容易实现ＺＶＳ。因此，变换器的主开关管实现ＺＶＳ的关键在 于重载时的滞后开关管。输出滤波电感中，电流的最大值ＩＬ…。、最小值Ｉ¨…分别为ＩＬｌ…－Ｉｏ／２＋Ｖｏ（２Ｉ¨。ｉ。＝Ｉｏ／２Ｄ）Ｌ／４ｈ（２ １） （２ ２）Ｖｏ（２ Ｄ丫ｒＪ４Ｌｌｔ４５―２Ｑ，Ｖ，！生：兰！，，（‘）从模态４的分析可知，滞后桥臂的开关管实现ＺＶＳ所需的时间为，‰。／Ｋ（２ ３） ２）、（２ ３）Ｎ推定义：ｔ４５－／ｎ＊ｔｒ式中，Ｉ¨…为负值，１１１为常数“ｔ为开关管的下降时间，由式（２出－∥ｍ…，‘卜瓦了―南暑丙两Ｌ∥％，，，）：竺竺！：：坐二里！ｆ２ ４） 啦。４’滞后开关管满载时实现ＺＶＳ最困难，取１０－Ｉｏ…，而占空比为Ｄ－２ＫＶｏ／Ｖ，，，，因此，滤波电感的感值可根据下式选择，ｍ×，，×％×（ｖ。Ｋ％）４４丘。Ｃｍ。。Ｖｉ。，。十ｍ。０。Ｖ。ב。。×，。ｎ¨考虑到ｎｌ越大，开关管的关断损耗越小，所以输出电流满载时，常数ｍ应取５－－７为宜。ＭＯＳＦＥＴ选用ＡＰＴ８０２４ＬＦＬＬ，ｔｆ－４ｎｓ，Ｃ ｒａｇ－７０７ｐＦ－７０７＂１０ ｌ：ＺＦ，取滞后开关管实现ＺＶＳ最困难的条件：Ｖ．。－Ｖ…ｌＩｌ＝２８５Ｖ Ｉ庐Ｉ。…＝１０Ａ滤波电感为：，４ｍ：５，ｍ×，，×％×（ｖ¨＿Ｋ％）４Ｋ×Ｃｈｒ×％×，。十，ｎ×ｆ』×Ｖ。川洲。×，。４×１ ２Ｘ７０７×１０”Ｘ ２８５ ２×１００ Ｘ１０ ３＋５×４×１０９×２８５ｉｊｉｉ；ｊｉｉｉ丽＝９ ９２Ｘ１０Ｈ＝９ ９２“Ｈ取Ｌ＿＝１０ｕＨ，上０１５×０．４×３９５ＩＡＰ：ｆ罢妥譬ｒ：ｆ坚堡三堕型Ｆ划６７ｃ。ｒ ｌ口¨ⅣｏⅣ，Ｊ ｌ Ｊ其中Ｋ．为电流密度比例系数，Ｋ，取３９５ｘ为常数，由所用磁芯决定，取０Ｋ．．取０４，１４材质选ＰＨＩＬＩＰＳ的３Ｃ９０，Ｂ，＝０．４５０Ｔ，Ｂ＝去Ｂ，＝ｏ留１０％的裕量，根据ＡＰ值选编号为２―１ ８６ Ａ－０ ４６ｃｉｒｃ＇Ａｆｌ．０６ｃｍ２计算电流密度Ｊ：Ｊ－Ｋ．ＡＰ。＝３９５＊０３６７‘’“：４５４ １１５Ｔ８８ＥＩ的磁芯：ＡＰ：０ ４６ｃＩｎ４５１Ａ／ｃｍｌ，裸线面积：～＝二≠＝豢等－０．０２３１选ＡＷＧ＃１３裸线Ａｘｐ－０，。竺ｃｗ ２ ＭＬＴ一４０６＊０ ７５＝０ ８ｃＩｎ０２６３ｃｍ’计算有效铜窗口面积Ａｗ＇－Ａ。Ｓ３＝１７９５ｃｍ２通常Ｓ，取（）７５所需匝数：Ⅳ：兰矗：塑ｉ坐！：２０ ６ ０ ０２３１ＡＳ！取０．６一气隙长度：‘一一―――Ｆ一 ―――而。万――一，（）如Ⅳ１ ＡＬ×１０“０ ４×Ⅱ×２１二×０ ４６×１０８气隙磁通边缘效应因素：Ｆ：ｌ＋上ｈ丝：ｌ＋０．２５５ｈ！里丝：２ ５８４ （】４６ （】２５５Ａ。ｌ。考虑气隙磁通不均匀分布影响的Ｆ值，重新求Ｎ叫而者丽∥’＝ｃ而等筹等‰计算Ｂ。只一２――■至一２―――面万一。（）如Ⅳ（，＋了Ａ／）×１（）４‘。¨，０．４ｘｘｘ１３ｘ（１０＋０．５）ｘｌＯ４当输入电压最高时即Ｖ一。＝３１５Ｖ，Ｃ，取最大值。由经验可知，输出电压最大纹波有效值取为输出电压下限值的０ ５％所以有Ａｖ。＝１００Ｖ×０ ５％＝０５Ｖ２９ ８ｕＦ考虑到电解电容有寄生电阻ＥＳＲ本文选用两个３３００ｕＦ的电解电容并联使用。ｄ阻断电容的训算１漏感的计算“１：ｌ６铲半丝“＋半，＝型竖篇型塑ｆ０．５９１＋０＝２２ ２ＥｒＨ其中：ｋ：１一：：！：！＋ｏ ３５ｆ：：！：１１，：１一！！！！＋０．００８Ⅱ， ＝ｌ一（】ｌ ５３＋０（】０８＝０ ８５５ Ⅱ，Ⅱ×１ ９８４ｂ指次级绕组的线径＝０ １９０ｃｍ（ＡＷＧ＃１３） ｃ指初次级之间绝缘（加气隙）的距离＝Ｏ 口宽初级线径次级线径） ｄ指初级绕组的线径－０ １７Ｉｃｍ（ＡＷＧ＃１４） １窗口高度＝１９８４ｃｍ９５２ ０１ ７ｌ ０１９０＝０５９１Ｃ１１１（窗ｋ。绕组平均长度－１０ｃｍ 阻断电容的计算因为１０ＤＴ、ｖｉｌ、一１。（Ｖ。ｆ，，，，ＤＨｌＤｉ ２）８ＫＣ＾８ＫｅＬｆ２ ６）去ｃ鲁＋丘％等ｍ洲一，，ｉ，（Ｖ。，，。）＝Ｋｉ．、（Ｖ。，，。）（２ ７）所以ｉ。（Ｖ，ｔ，，¨）＝Ａ（Ｖ，，。】［０ ｓｉｎ∞０，，）＋Ｂ（Ｖ。，ｎ）ＣＯＳＯ｝ｐ，，）（２ ８）鼽帆，ｋＪ＝－（竿一竖≮芋上旦马８（Ｋｒ，ｌｏ）一号＋―瓦１ｃｚ，，，Ｖｆ２Ｄ１ｒ又１巾，吐ｏ－导ｃ―Ｊ一每一！警＋导ｃ一一其中：ｃ（¨护｛％等Ｄ。㈦－０ ８４ Ｄ。。－０ ７６根据（２ ８）（２ ９）选择阻断电容值。可使ｉ，（Ｖ”ｔ，‘，）和ｉ／ｆ２（ｔ）在输入电压输出电流范围内，均能在也一ｔ４时间段的某一时刻相等，并且这时ｉｃｔ２（ｔ）已经变负。副边整流二极管ＤＲｈＤＲ！实现自然换流最困难的情况是在占空比最 大时，提供Ｄ队ＤＲ２换流的时间最短，并且是在ｂ前瞬间实现换流的，那么：觚叫≥旦手，＋Ｂｃｏｓ ｒｏ（｛－旦孛一簪（２必须在ｉｖ２（ｔ）变负之后。由（２ ９）得，满载时，啦ｆ纠变负的时刻为：１０）副边整流二极管ＤＲ．，ＤＲ２实现自然换流，满载时，要保证换流点（ｔ３时刻）２ １１）４％那么：Ａ∽，，…。。ｂ ｓ?ｎ ｏ）（ｔ＇－！孚）＋口（ｖ。，…。）ｃ。ｓ∞（ｔ－－：孚）＝０（２１２）在输入电压最小时，取满载电流代入式（２ １０）求得Ｃｂ允许的最大值。 在输出电流最大时，取一输入电压，代入式（２ １２），求得ｃｎ允许的最小值。经计算取Ｃｈ为０４５ｕＦ。ｅ输出整流二极管的选择极管承受的最大反向电压：％。＝！每生＝÷孚＝２６２５Ｖ额定电流：，。一＝击＝万ｌＯ＝７。７Ａ本文选择ＡＰＴ的快－ｌ疚复二极管３ＩＤ６０Ｊ３１Ａ／６００Ｖ。２．１．４主电蹄仿真ｎ输入３ ００ｖ输出１ ０ ０ｖ／１ ０Ａ采用ＰＳＰＩＣＥ进行仿真，在整流二极管未加吸收时仿真波形如下㈣簟 。拦㈣№（№巴图！．４未加ＲＣ吸收王电路仿真波形由上图可以看出，实现了软开关，但整流二极管电压波形严重振荡，已 经击穿开关器件ＭＯＳＦＥＴ。所以在整流二极管两侧加ＲＣ吸收电路进行改善。图｝５加砒吸收仿真原理图对输出整流二极管加ＲＣ吸收后，仿真波形如下二：一一。：：ｊ…．＿）．，一蔓．．，：≥”。。Ｖ一】＿ｌＬ●ｉ‘“～■一。：：：：ｊｊ；！｛．小…＿”旷…’ｆ：。：：ｊｊ！！卜Ⅲ…“”ｒ“¨１‘。ｌ ：：。？ｌ?”１１１１Ｉ。图２＿６加ＦＣ＠收王电路仿真波形由上图可以看出加了吸收后，波形良好，振荡消失，很好的实现软开关。在上面参数的基础上在滤波电感Ｌ＿分别为２０ｕＨ，５０ｕＨ的情况下进行 仿真，仿真波形如下：彳。ｉ』＿。Ｉ＿ｉ。二：回！工二］［工二二。“鼍．二：陛：＝峰刊Ｉ―一嗣ＺＦｊ五＝二＝＝＝互二ｉ厂―：＿■――＿兰：：－！图２．７滤波电感不对电路影响仿真波形 ＯＡ其中：虚线为ＬｆＬ２０ｕＨ，实线为ＬｆＬ－５０ｕＨ由波形可以看出在两种情况下都很好的实现了软开关，但ＬＩ－２０ｕＨ时， 整流二极管上的尖峰较大，消耗在吸收电阻上的能量大，效率低些。 Ｌｆ－５０ｕＨ时，整流二极管波形平滑，Ｒｓ上消耗能量少，输出功率大。可 见在可实现软开关的情况下，滤波电感大些可取得好的效果。 ｈ输入为５１４Ｖ输出为４ ００ｖ／１在输入为３（Ｘ）Ｖ，输出为１００Ｖ／１ ０Ａ的情况下对计算的参数进行仿真，取 得良好的效果。研究表明，在磁控溅射镀膜过程中，靶功率与靶的溅射 率成正比关系，因此提高靶功率可提高靶的溅射率和沉积到基片上的沉 积速率并提高设备的工作效率。所以在输入直流电压为５１４ｖ，输出为 ４００Ｖ／１（）Ａ的情况下对主电路按照上面所述方法对参数进行计算并进行仿真，仿真波形如图２ ８所示：二ｊ茎兰兰三三三至三三 …：‰，”“一：““一。“…ａ）原边电压电流波形量玉二Ｚ二玉二！：ｏ＊，――――±＝――．＝＝＝＝＝＝！――――――――――――――――――ＬＬ―＝＝―――――――――――一。““…“。…＿十口ｈ＿土：－ｔ｛＊●；“÷－‘■＂－¨州＊＾瓶‘：４兰Ｈ，芎盖＝＝＝”。㈩抽”４川¨。抽ｎ１）整流二极管电压及电流波形¨¨！咀；ｃ）Ｑ１管电压波形及驱动电压波形“。竺：。巴：兰， …ｈ。一”“…“”ｈ（ｄ）０４管电压波形及驱动电压波形＿“１，４／１１－；ＥＵｔ ｏ《ｅ）阻断电容电压及滤波电感电流波形 图２ ８输出４００Ｖ的仿真波形由波形可以看出，原变电压波形发生畸变，整流二极管电压出现毛刺，滞 后桥臂软开关较ｌＯＯＶ输出较难实现，故考虑在升压情况下采用另一种拓扑结构２２倍流整流方式零电压开关三电平直流变换器“９“１传统的两电平变换器的大功率运用中存在许多问题：笨重、耗能、昂贵的变压器；为了得到高质量的输出波形而提开关频率，造成很高的 开关损耗，而为了适应高电压的要求采用器件串联，因而需要复杂的动 态均压电路。为此，德国学者ｈｏｌｔｚ提出三电平逆变器主电路及其方案， 其中每桥臂带一对开关管，以辅助中点箝位。后来，日本学者Ｎａｂａｅ在 此基础上继续发展，将这些辅助开关变成为一对二极管，分别与上下桥 臂串联的主管中点相连，以辅助中点箝位电路比前者更易于控制，且主 管关断时仅承受直流母线一半电压，因此更为实用。使用ＣＤＲＺＶＳＰＷＭ全桥变换器，在输出电压值比较高时，就成为升压变换器，不利于实现，所以需要提高输入直流电压使之为降压变换 器。所以输入直流电压甚至要高于１０００Ｖ，这样使得后级变换器很难选 择合适的开关管。为了解决这个问题，在ＣＤＲＺＶＳＰＷＭ全桥变换器的基础上可以引入三电平变换器，即倍流整流方式零电压开关三电平直流 变换器（ＣＤＲＺＶＳＴＬ直流变换器），该变换器中的开关管电压应力为输入直流电压的一半。它的电路结构如图２ ９所示：ａ）电路结构主电路设计韭［ｖ，２§！ｉｉｉｉｉｉ韭ｉ；～ｉｉ―＼ｉ扩 ｉ｝寸ｒｒ、ｉｉｊ 、ｊｉ―＜、ｉ！ｉｉ ｉ，～墼～ｉ ｉ／ｉ ｒ“ｔ』ｏ壬＝―荨睾埋：一―碟：；！雏ｉｉ：雏塾弘――毒ｉ｜｜｜！――，，―重一――每≤２｛呈ｊ一――｛通――蓥鸳、ｉ。――蔫西￡茧：――毒（ｂ）王要波形 图｝ｇａ）ＲｚｖＳ州ＴＬ直流变换器Ｉ电路及波形具体的参数计算与仿真实验验证有待从事后续工作的同学进行。功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　３　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　本论文主电路选用功率 MOSFET 作为主开关器件，对 MOSFET 设 计可靠的驱动电路对整个主电路来说是一个重要而不可缺少的环节，本 章就功率 MOSFET 驱动电路进行分析设计。３．１　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路分析　３．１．１　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路特点 【 １ ４ 】 　功率 MOSFET 为单极型器件，没有少数载流子的存储效应，输入阻 抗高， 因而开关速度可以很高， 驱动功率小， 电路简单， 但是功率 MOSFET 的极间电容较大，因而工作速度与驱动源内阻抗有关。MOSFET 驱动电 路特点主要有以下几点： （1） 驱动电路简单 由于功率 MOSFET 的控制极与导电硅隔离，所以功率 MOSFET 在 稳定状态下工作时，栅极不需要持续的开通电流，一旦功率 MOSFET 被 开通，它的驱动电流实际上为零，因此所需驱动功率小。同时控制电荷 和存储时间也大大减小，这基本上消除了通态压降与关断时间进行折衷 的设计，所以功率 MOSFET 的驱动电路相对双极型器件简单的多。 （2）驱动电路为容性负载 功率 MOSFET 的栅极输入端相当于一个容性网络，功率 MOSFET 极间电容等效电路如图 3-1 所示。因而功率 MOSFET 导通后即不再需要 驱动电流，理想栅极驱动电路的等效电路如图 3-2 所示。图中 S1 为等效 开通开关，S1 闭合后接通充电回路。S2 为等效关断开关， S2 控制输入 电容 Ciss 的放电过程。 S1 和 S2 在任意时刻总是处在一个闭合另一个关断　 ２５西安理工大学学位论文　的相反状态。不管开通时电路的等效电阻 Ron 和关断时电路的等效电阻 Roff 的大小，也不管充电速度如何，开通期间传输的能量及关断时的能量 损耗， 完全由器件输入电容 Ciss 和栅源极间电压 VGS(on)的大小所决定， 而 与 Ron 值和栅极电流的大小无关。Ｒ ｏｎ Ｓ１ Ｒｏｆｆ ＶＧ Ｇ Ｓ２Ｃ ｉｓｓ＋ Ｖ ＧＳ －　　　　　　　图 ３－１　功率 ＭＯＳＦＥＴ 极间电容等效电路　　　　　　　　图 ３－２　理想栅极驱动电路的等效电路　　３．１．２ 功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动特性分析 【 １ ５ 】 　　图 ３－３ 普通的栅极驱动电路示意图　图 3-3 所示为普通的栅极驱动电路示意图，其中开关速度由总的栅 极阻抗 RG, 总的源极电感 LS,负载阻抗和器件特性决定。一旦负载确定并 且功率开关选定，便可以通过使 RG 和 LS 最小来获得快的开关速度。 1． 开通过程　 ２６　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　图 ３－４　　ＭＯＳＦＥＴ 开通波形　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图 ３－５　　　ＭＯＳＦＥＴ 关断波形　　　　　　　　　　MOSFET 开通波形如图 3-4 所示。从 0 时刻到 t1 时刻，Ciss 以时间常数 T1 =RG*Ciss 被充电（此时的 Ciss=C GS+C GDl, 见图 3-6） ，直到栅源电压到达 VGS(th)，这个阶段的等效电路如图 3-6 所示，它是由输入阻抗 RG 和输入 电容 Ciss 组成的 R-C 网络。RG 是驱动器阻抗，栅极电阻和内部栅极阻抗 的总和。 在此阶段没有漏极电流出现 ,漏极电压保持为电源电压 VDD 。 0~t1 时间段里，VGS 上升，IGS 以指数形式下降，有些象 VGS 的镜象。 由于：VGS ( th ) = VP (1 ? e?t RG .C iss)（3-1）所以此阶段的时间可由上式计算为：t = RG .Ciss . ln( Vp V p ? VGS ( th) )（3-2）其中 VP 为 VIN 的摆动值。 t1 后，栅源电压大于 VGS(th), MOSFET 进入线性区。t1 时刻，漏极电 流开始出现，但栅源电压仍为 VDD 。但在 t1 后，ID 迅速上升。由图 3-7 的 C GD 随 VDS 变化曲线可以看出，从 t1 到 t2 ，C GD 由 C GDi 变为 C GDh 。驱　 ２７西安理工大学学位论文　动器电流转向开始给增加的 CGDh 充电。图 3-6 等效电路图图 3-7CGD 随 VDS 变化曲线t1 到 t2 , 漏极电流随 VGS 线性上升，在 t2 时刻，栅源电压进入密勒平 台区， 漏极电压开始迅速下降。 在 t2 ~t4 时间段里， VGS，I G 值都保持不变， 这称为密勒平台区。在这个时间段里，驱动器的绝大部分电流用于对 C GD 放电来提高漏源电压的下降速度。漏极电流的限制只有通过与 VDD 串连 的外部阻抗。 t4 以后，VGS 又以时间常数 T2 =RG*Ciss（此时的 Ciss=CGS+CGDh）指 数上升。在这段时间里 MOSFET 被充分放大，VGS 的最终值决定了有效 的 RDS(on),当 VGS 达到最终值时，VDS 达到最小值，它的值由 VDS=IDS× RDS(on)决定。 图 3-4（b）中 A1 表示 IG 曲线从 t1 到 t2 时刻，它表示 CGS+CGD 上的 电荷，为栅极电流在一个时间段里的积分。同样 A2 表示 C GD 上的电荷， 因为它是 I G 在 t2 到 t3 时间段的积分，在这段时间里，密勒效应起主要作 用。 2. 关断过程： 关断与开通过程相反，关断波形如图 3-5 所示。0 时刻栅极驱动电压 开始下降，VGS 从 0 时刻以时间常数 T2 =RG*（C GS+C GDH ）指数衰减到 t2 时刻。然而， t3 以后以 T1 =RG* （C GS+C GDi ）指数衰减。关段过程的第一 次衰减是对 Ciss 放电，它的值由初始值变为密勒平台水平。从 t = 0 到 t = t2 ,栅极电流流过 C GS+CGD，在这段时间里，漏极电流保持不变，漏源电 压开始上升。从 t2 到 t3 ，VDS 从 IDS× RDS(on)向最终关断值 VDS（off）上升， 这个时间段里，因为密勒效应，VGS 保持不变。 下一个时间段里， VGS 下降至低于 VGS(th)，CGS 通过栅源间的外部阻　 ２８　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　抗放电，功率 MOSFET 进入线性工作状态，漏极电流快速下降至零，在 t3 时刻，VDS 已经到达 VDS（off） ，所以 t4 时刻，MOSFET 完全关断。 理想的驱动器是高速开关和高峰值电流两者的结合。在导通及相应 的关断期间, 需要电压高速变化而所需电流很小。而在平台区注入或放掉 的电荷要能迅速克服 MOSFET 的密勒效应 ,在此阶段电流负载能力不能 达到极限, 故驱动器要有足够大的负载能力。在此之后 ,驱动电流迅速跳变 到其最大值 Imax,所以在 t4 以后（开通波形）和 0~t2 （关断波形）, 需要高 转换速率和大电流来完成栅极驱动循环。【１６】【１ ８ 】 ３．１．３　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路的要求及注意事项 【 １ ７ 】尽管功率 MOSFET 容易驱动，但为了避免器件受损，同时也为了得 到最佳控制性能，设计驱动电路时应具备以下要求： 1． 栅极电压的限制 如果栅极电压超过 20V, 即使电流被限制到很小值，栅源间的氧化层 也很容易被击穿。由于该氧化层的击穿是器件失效的最常见原因之一， 应该注意使栅源电压不超过最大额定电压。而且，即使所加栅极电压保 持低于栅源间的的最大额定电压，栅极连线的寄生电感和栅极电容耦合 也会产生使该氧化层毁坏的振荡电压。通过漏栅自身电容，还能把漏极 电路瞬变造成的过电压耦合过来。栅源电压不能过高的另一个原因是： 随着栅源电压的升高， 功率 MOSFET 开通关断的充放电的时间就会加长， 开关速度就会降低。 但是栅源电压也不能太低，原因有 2 个：一是功率 MOSFET 的通态 电阻是栅源电压的函数，随着栅源电压的下降而增大，通态电阻的增大 使得通态损耗增大；二是栅源电压过低，抗干扰能力差，容易误关断。 根据以上综合考虑，一般选择栅源电压为 10~18V, 本文取 15V。 2． 栅极电路的阻抗　 ２９西安理工大学学位论文　对于一个已导通的器件，不管在线性区还是饱和区，必定是要有一 定的电荷被送到栅极上，使其达到预期的电压。理想上，达此目的的最 好办法就是借助一个电压源，它能在尽可能短的时间内提供任何量值的 电流。如果器件用作开关运行，驱动电路具有供出大的瞬态电流的能力， 这将减小处于线性区的时间，因而减小开关损耗。另一方面，如果器件 工作在线性模式，栅极驱动电路具有比较大的电流容量将把与“密勒” 效应相关的现象减至最小，从而改善本极带宽和减小协波失真。 在某些电路结构中，即使其性能无关紧要，为使栅极上的有害瞬变 电压达到最低，使栅极驱动电路的阻抗减至最小也是重要的。在功率 MOSFET 的应用中，经常是上下桥臂串联，同一桥臂上的另一个器件的 漏极或源极施加一个阶跃电压，此电压经栅漏电容耦合到栅极上，该电 压可以大到使正常工作在关断状态时的功率 MOSFET 误导通，或使正常 工作在导通状态的功率 MOSFET 误关断。减小驱动电阻的内阻抗，这种 危险就会减小，直至消失。 3．具有对“地”可浮动的直流电源 栅极驱动电压是对功率 MOSFET 源极的电压，而不是对“地”的电 压。在功率 MOSFET 的应用中，功率 MOSFET 经常连接成桥臂的形式。 上桥臂的功率 MOSFET 的源极是连接在下桥臂的功率 MOSFET 的漏极 上，这样上桥臂的功率 MOSFET 的驱动电路的“地”就不能连在下桥臂 的“地”上。这就需要一个独立的直流电源给上桥臂的驱动电路供电。 4．触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度。 5．开通时以低电阻为栅极电容充电, 关断时为栅极提供低电阻放电回路, 以提高功率 MOSFET 的开关速度。 6．为了使功率 MOSFET 可靠触发导通, 触发脉冲电压应高于管子的开启 电压,为了防止误导通,在其截止时应提供负的栅源电压。 7． 功率开关管开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流 , 功率管极间 电容越大,所需电流越大,即带负载能力越大。　 ３０　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　8．功率 MOSFET 并联应用时，电路除了满足通常的驱动要求外，还应 特别注意：具有足够的峰值驱动功率，较高的开通关断速度。３．１．４　驱动电路分类　按驱动电路与栅极的连接方式可分为：直接驱动和隔离驱动。直接 驱动分为 TTL 驱动、互补输出驱动和 CMOS 驱动三种方式；隔离驱动分 为电磁隔离和光电隔离两种。 直接驱动中常用互补输出驱动，它们被称为图腾柱，如图 3-8 所示， 图（a ）由一对 NPN-PNP 晶体管组成的互补输出电路，采用这种电路不 但可以提高开通时的速度，还可以提高关断速度。在这种电路中，晶体 管是作为射极跟随器工作的，不会出现饱和，因而不影响功率 MOSFET 的开关频率。图（ b）由一对 P 沟道和 N 沟道 MOSFET 组成，由于它采 用-VE 电源， 在关断驱动时，可加速栅极输入电容的放电， 缩短关断时间，【 １５】 但有可能使功率器件产生误导通，这就需要欠压保护电路。　图 ３－８　　互补驱动电路　在实际线路中， 驱动信号与 MOSFET 的连接一般要做电气上的隔离， 如主回路为桥型结构时，上、下桥臂的驱动信号是不共地的。驱动信号 的隔离方式有多种，其中最主要的是脉冲变压器隔离和光电耦合器隔离。 采用变压器隔离的驱动电路一般为无源驱动电路，它具有信号传输时延 小，适合于高频开关的特点。但是，这种隔离方式的最大缺点是驱动信 号的宽度受变压器饱和限制。要解决这一问题必须增加线路的复杂程度， 而且脉冲变压器的制作工艺要求较高。采用光电耦合器隔离的驱动电路 是有源驱动电路，它需要独立的电源，驱动电路的时延可以根据主回路　 ３１西安理工大学学位论文　开关频率的要求选择相应工作速度的光电耦合器来达到要求，驱动信号 的宽度不受限制。但是这种隔离方式由于需要独立电源而电路较复杂， 且由于高速光电藕合器的价格使驱动回路的成本较高。另外，一般光电 耦合器初次级之间的分布电容耦合到控制回路，造成误触发。　３．２　加速驱动电路【１９】　开通速度通常被关断或整流元件的反向恢复速度所限。理论上， MOSFET 的关断速度仅依靠栅极驱动电路。一个大电流关断电路可以很 快的对输入电容放电，提供短的开关时间因而开关损耗低。对于常用的 N 沟道器件，大的放电电流可以通过低输出阻抗驱动器或负的驱动电压 而得到。 快的开关速度可以降低开关损耗， 但关断加速电路由于 MOSFET 高的关断 di/dt 和 dv/dt 会使波形产生振铃。所以在选择功率器件时应考 虑选择合适的电压等级。加速驱动电路有以下几种方式。 １．　 关断二极管加速关断电路　　图 ３－９ 关断二极管加速关断电路　Rg可以用来调节关断速度。关断时，并联二极管对电阻分流。只有当栅 极电流 I G & V DFWD 时，二极管才工作。当栅源电压接近0时，二极管的作用Rg越来越小。因此这个电路将会很明显的缩小关断延迟时间，但是只是逐渐 的改善开关时间和抗dv/dt能力。另外一个缺点是栅极关断电流仍然必须从 驱动器的输出阻抗上流过。 2． 局部 PNP 关断电路　 ３２　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　　　　　　　　　　　　　　　　图 ３－１０　局部 ＰＮＰ 关断电路　局部 PNP 关断电路是最流行的快速关断电路， 它的电路如图 3-10 所 示。由于 QOFF 的作用，在关断期间，MOSFET 的栅极源极被局部短路， Rg 限制了开通速度，DON 为开通电流提供回路。同时，DON 保护 QOFF 基 射结在开通过程的开始不被反向击穿。这个方法的最大优点是 MOSFET 输入电容的高峰值放电电流环很小。关断电流不流回驱动器，不会引起 地弹噪声问题而且驱动器的功率损耗将会降低一半。当 QOFF 导通时，它 就把驱动回路电感，驱动器的输出阻抗旁路，使得关断速度加快。关断 晶体管不会饱和，这样可以快速开通关断。这个电路实际上是一个简单 的晶体管图腾柱驱动器，其中 npn 上拉晶体管被二极管取代。与图腾柱 驱动器相似， MOSFET 栅极被关断电路箝于 GND-0.7V 与 VDRV+0.7V, 消 除了栅极过压的危险。 3． NPN 关断电路 如图 3- 11 所示。 与 PNP 方法相似，栅极放电电流很好的被局部化， 和 PNP 方法相比，NPN 使的栅极离地更近。同时提供一个自偏压使得 MOSFET 在上电时可以关断。然而这种电路有一个很严重的缺点， NPN 关断晶体管 QOFF 需要 QINV 提供一个反向的 PWM 信号。 在 MOSFET 开通期间，变换器从驱动器吸取电流，降低了电路的效 率。此外，在开通时间 QINV 饱和将会延长关断延迟时间。 4． NMOS 关断电路图 ３－１１　局部 ＮＰＮ 自偏压关断电路　　　　　　　　　　　　　　　　图 ３－１２　基于 Ｎ－ＭＯＳ 的关断电路　 　 ３３西安理工大学学位论文　如图 3-12 所示。 使用一个双路驱动器为一个小 N 沟道放电晶体管提 供反向的 PWM 信号。 这个电路使得开关速度以及使 MOSFET 放电至 0V 的速度很快。Rg 仍象前面那样用于设定开通速度，但它也可用来防止在 驱动信号未完时在驱动器两个输出之间的电流击穿。另一个重要的事实 必须考虑：QOFF 的 COSS 与主 MOSFET 的 CISS 并联这将增加驱动器必须 提供的有效“总栅极电荷” ，同时也需考虑在上电期间，驱动芯片的输出 变得智能化之前，主 MOSFET 的栅极是浮置的。３．３　负偏压与功率扩展电路【２０】　当驱动芯片所提供的峰值输出电流不能满足驱动要求时可进行功率 扩展，从而满足高的驱动要求，另外在功率 MOSFET 驱动电路中由于寄 生电感等的影响，常会造成功率 MOSFET 误导通，如果在关断时，提供 一个负偏压，则可使功率 MOSFET 可靠关断，且提高关断速度。图 3-13 负偏压与功率扩展电路图 3-13 给出了基本的功率扩展电路和负偏压电路。虚线右边为缓冲 器，它由两个 P 沟道 MOSFET Q1 、Q2 和两个 N 沟道 MOSFET Q3、 Q4 组成。当输入信号为高电平时，Q2 的栅极也为高电平，从而 Q2 导通， 这就使得 Q3 的栅极变为低电平，这样 Q3 就导通，输出也为高电平；当 输入信号为低电平时，Q1 导通，这就使得 Q4 的栅极变为高电平，这样 Q4 就导通，则输出也为低电平。其中 Q1 、Q2 对 Q3 、Q4 来说是一个低电 流的驱动器，Q3 、Q4 是输出晶体管。在 Q3 和 Q4 栅极之间的电阻 R1 减缓　 ３４　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　了输出晶体管的导通和限制了驱动器的击穿电流。 D1 减小了 Q3 和 Q4 的 栅极电压。虚线左边为负偏压电路，D2 、C2 和 R2 对 Q2 来说形成了一个 电平转换器，C3 、C4 、D3 和 D4 把输入信号转换成负的直流电压。负电压 存在的时间和强度受信号源输出阻抗影响。３．４　高端功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路【２０】 【２１】　功率 MOSFET 因耐压较高, 导通电流大以及低廉的价格而获得了广泛 的应用。在有些应用场合, 需要功率 MOSFET 用作高压侧开关,漏极接到 高压干线, 负载接在源极,如图 3-14 所示。为保证 MOSFET 饱和导通, 要求 栅极驱动电压比漏极电压高 10 ～15 Ｖ。栅极控制电压一般以地为参考点, 因此栅极电压必定高于干线电压, 其可能是系统中最高的电压 , 控制信号 必须转换电平 ,使其为高压侧源极电位。同时要求栅极驱动电路功率不会 显著地影响总效率。　 图 ３－１４　 高压浮动 MOSFET 应用电路　高压浮动MOSFET栅极驱动常用技术:　　　　　　　　（ａ）浮动栅极驱动电源法基本电路　　　（ｂ）脉冲变压器法基本电路　　　（ｃ）充电泵法基本电路　　３５西安理工大学学位论文　　　　　 （ｄ）自举法基本电路　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（ｅ）载波驱动法基本电路　 图 ３－１５　　高端功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动方式　1.　 隔离电源法 采用隔离电源法对MOSFET栅极驱动的电路如图3-15（a）所示。隔离 电源的地与MOSFET源极相接,栅源电压Ugs为隔离电源电压,因此能够保 证MOSFET饱和导通。该驱动方法对控制信号开关周期没有要求,能够对 栅极进行连续驱动。但每个高压侧MOSFET需要一个隔离电源,电路成本 较高,同时需要将以地为参考点的信号进行电平转换,电平转换器必须承 受全部电压,要求低功耗快速开关。一般要求下可以采用光电隔离器。 2. 脉冲变压器法脉 脉冲变压器法电路如图3-15(b)所示。采用脉冲变压器隔离驱动,电路结 构简单,成本适中 , 但其应用在许多方面受到限制。 开关频率较低时, 脉冲变 压器尺寸显著增大;开关频率较高时,由于脉冲变压器的寄生参数不能忽 视,波形变得不够理想;如果在很宽的占空比范围内工作时,应用技术复杂; 不能对栅极做连续控制。 3. 充电泵法 充电泵式电路结构如图3-15(c)所示。利用电平控制MOSFET的开启,当 MOSFET被开启后,以充电泵驱动栅极来产生过干线电压。该电路同样需 要电平转换,同时MOSFET开启时间较长,可能需要两级泵激励,才能保证 MOSFET饱和驱动。该驱动方法对控制信号开关周期没有要求,能够对栅 极进行连续驱动,成本较低。但是开关速度较慢，不适合高频应用场合。 4. 自举法 自举法电路如图 3-15(d)所示。通过自举电容产生过干线电压。当高端 功率 MOSFET 关断时，电源 VCC 通过自举二极管 D 向自举电容 C 充电，　 ３６　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　C 就成为驱动器的浮动电源。当高端功率 MOSFET 导通时，自举电源将 超过直流母线电压，自举二极管截止。自举电容 C 的值应大于功率 MOSFET 栅极电容的 10 倍，驱动器向栅极充电后，将使电容上的电压下 降约 10% ，在导通期间还将继续下降，故自举法不适合静态开关。该方 法简单 , 价格便宜 , 但占空比和开启时间受自举电容刷新时间的限制 , 要求 控制信号开关频率在几十赫兹以上，而且自举电容的值必须十分精确。 控制信号需要进行电平转换。 5. 载波驱动法 载波驱动电路如图 3-15(e) 所示,由振荡器和变压器组成。控制信号通 过控制振荡器实现对 MOSFET 的开关。该驱动方法对控制信号开关周期 及占空比没有要求,能够对栅极进行连续驱动。但该方法使开关频率受到 限制,必须通过较复杂电路才能解决。３．５　驱动电路设计　３．５．１　栅极有效电容的计算及驱动电流的确定 【２２】【２３】功率 MOSFET 和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通 之前要先对该电容充电， 当电容电压超过阈值电压 VGS 时 MOSFET 才 （th ） 开始导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要 求的时间内完成对等效栅极电容（ CEI ）的充电。在计算栅极驱动电流时， 最常犯的一个错误就是将 MOSFET 的输入电容（ CISS） 和 CEI 混为一谈， 于是会使用下面这个公式去计算峰值栅极电流： I＝C（dV／dt） 。 实际上，CEI 的值比 CISS 高很多，必须要根据 MOSFET 生产商提 供的栅极电荷（Q G）指标计算。Q G 是 MOSFET 栅极电容的一部分， 计算公式如下： QG＝QGS＋QGD＋QOD 其中：QG----- 总的栅极电荷 QGS----- 栅源极电荷　 ３７西安理工大学学位论文　　　　　　　QGD----- 栅漏极电荷 QOD----- 密勒电容充满后的过充电荷典型的 MOSFET 栅极电荷特性曲线如图 3-16 (a)所示。可以看到， 为了保证 MOSFET 导通，用来对 C GS 充电的 VGS 要比额定值高一些， 而且 C GS 也要比 VGS(th)高。栅极电荷除以 VGS 等于 CEI， 栅极电荷除以 导通时间等于所需的驱动电流（在规定的时间内导通） 。 用公式表示如下： QG＝CEI*VGS IG＝QG／t 导通 其中： 　 CEI----- 等效栅极电容 IG----- 使 MOSFET 在规定时间内导通所需栅极驱动电流 t 导通---- 期望的转换时间 (3-3)３．５．２　驱动电路参数计算 【２４】【２５】【２６】　本课题中使用的 MOSFET 为 APT 的 APT8024LFLL, 它的主要参数为： VDSS=800V, ID=31A, Crss=155pf ,Ciss=4670pf ， Rds(on)=0.24 Ω ， Qg=160nC, td(on)=9ns, tr=5ns, td(off)=23ns, tf=4ns 。 APT8024LFLL 的栅极电荷特性曲线如图 3-16(b)所示：　　　　（ａ）典型的 ＭＯＳＦＥＴ 栅极电荷特性曲线　　　　　　（ｂ）ＡＰＴ８０２４ＬＦＬＬ 栅极电荷特性曲线　 图 ３－１６　　ＭＯＳＦＥＴ 栅极电荷特性曲线　　驱动器选择 IXYS 公司的 IXDD414 ，它是专为驱动大功率 MOSFET 与 IGBT 设计的高速大电流驱动器， 它的峰值输出电流可达 14A，输入与　 ３８　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　TTL、CMOS 电平兼容。IXDD414 共有 4 种封装形式：PI,SI,CI,YI。开关频率为 100kHZ, 即 T=10us,设上升时间为 tr=0.5%T=0.5%*10us=50ns 驱动电流：IG＝QG/t 导通 =160nc/50ns=3.2A N 管并联，则需驱动电流为 I Gtotal=3.2N, 所选驱动器为IXYS 的IXDD414, 它能提供 14A 的峰值电流，但根据实际经验，应留有 1.5~2 倍 左右的余量,故 IXDD414 可用来驱动 3 管并联。 所串栅极电阻可按下式估算: Rg=2/3*VGS/ IG=2/3*15/3.2=3.125Ω 驱动功率: P = VGS*QG*f=15*160*10-9 *100*103 =0.24W 驱动芯片耗散功率: 驱动芯片的耗散功率主要包括三方面：1.容性负载耗散功率；2. 转换 耗散功率；3.静态耗散功。 IXDD414 没有转换耗散功率， 因为它使用了独特的方法来驱动输出的 N 沟道和 P 沟道 MOSFET, 实际上消除了交叉传导。可用以下公式来计算 驱动器上的耗散功率： PD (on) = D * R0 H *VCC * Qg * f ROH + RGext + RG int (1 ? D ) * R0L *VCC * Qg * f ROL + RGext + RG int （3-4）PD (off ) =（3-5）PD = PD (on ) + PD (off )ROH: 驱动器输出高时的输出电阻; RGint: MOSFET 管内部的栅极电阻;ROL: 驱动器输出低时的输出电阻;RGext:驱动器与器件栅极之间的栅极电阻; Qg: MOSFET 管栅极电荷; D: 占空比; f: 开关频。 其中 RGint 可忽略，IXDD414 的 ROH =ROL=0.6 欧 如果开通与关断栅极电阻相等，则 f=100kHZ 时:　３９西安理工大学学位论文　PD = P( on) + P( off ) =ROH *VCC * Qg * f 0.6 *18 * 160 * 10?9 *100 *10 3 = = 37.57mw ROL + RGext 0.6 + 4IXDD414在环境温度为25o C时 : PI封装：PD=833mw ；SI封装PD=1000mw； CI, YI封装：PD=12.5w 降额率为 15mw/o c, 在 50o c 时：PI：PD50=833-15*（50-25 ）=458mw ； SI: PD50=1000-15*（ 50-25） =625mw ； CI,YI: PD50=12.5-15* （50-25） =12.125w 从以上计算可以看出四种封装在考虑降额率后， 37.5mw 的耗散功率 仍在允许范围内。由于 CI,YI 为 5 脚直插式，结构简单，且耗散功率极限 大，故选择它。　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图 ３－１７　　ＩＸＤＤ４１４ 引脚图　 其中： Vcc 为正电源电压输入端，它为整个芯片提供电源，电压范围为 4.5~25V。 IN 输入信号与 TTL 或 CMOS 兼容。 EN 为系统的使能端，当为低电平时，这个引脚使芯片禁止，迫使 输出为高阻状态。 OUT 为驱动器输出。 GND 为系统接地端。３．５．３　驱动电路设计 【 ２ ７ 】 【 ２ ８ 】 【 ２ ９ 】 【 ３ ０ 】 　图 3-18 为 IXDD414 驱动低端并联 MOSFET 管电路图。　 ４０　功率 ＭＯＳＦＥＴ 驱动电路研究　　图 ３－１８　　ＩＸＤＤ４１４ 驱动并联 ＭＯＳＦＥＴ 电路　其 中 变压器 T1 进行信号隔离。 c1,c2 为 旁 路 电 容 ， 其 值 应 大 于 50Ciss 。 APT8024LFLL 的 Ciss=4670pf ,2 管并联所以旁路电容至少应为 50*2*nf, c1=0.1uf, c2=4.7uf,c1 为陶瓷电容， c2 为钽电解电容， 电解电容 c2 与陶瓷电容 c1 并联是考虑到普通电解电容在高频时呈现较 强的感性，这时对高频信号的阻抗很大，不能很好的吸收高频成分。并 联一个小的陶瓷电容在高频段的感性小于电解电容，这样总体的等效感 抗就小，做滤波时对高频信号的等效串联电阻 ESR 也小。 图中 Rg1,Rg2: 10 Ω~100 Ω；Rg: 2.2Ω~4.7 Ω。做试验时可调整这些 电阻值使波形最佳。单管时可不需要 Rg1,Rg2。 Rg 的范围可再大些。如 果栅极引线变长并并联时，需如图 3-18 所示加上 Rg1,Rg2。 D1:1N4148 ； Rgs=10kΩ （经验值） ； Rs=0.005 Ω； Z1,Z2:18V 齐纳二极管 ， 它是为了防止管子漏源击穿 ， Z1、 Z2, 置于栅极电阻前在防静电方面优 于将 Z1,Z2 置于栅极电阻后。 其余部分为 IXDD414 在过流时进行软关断。 其中： U1:CD4049 ； U2:CD4011 ；U3:CD4001 ；比较器： LM339 ； R1=10k Ω； R3 为上拉电阻，它的取值范围为 3k Ω~15k Ω，在这里取 5k　 ４１西安理工大学学位论文　Ω。选不同阻值的上拉电阻会影响输出端高电位的值。因为当输出晶体 三极管截止（ u+&u_ ）时，它的集电极电压基本上取决于上拉电阻与负载 的值；C3:1pf；V1:15V；R4:1MΩ；C4:1pf；C5:100pf。 比较器正输入连接 Q1 ,Q2 (APT8024LFLL)的源极。 R1,C5 构成低通滤 波器，防止因连接源极电阻到地的电感引起的比较器误触发。 U1 与两 U3 构 成 RS 触发器 (SRFF), 比较器输出连接在 SRFF 上 ， SRFF 控制 ENABLE 信号和小功率 MOSFET(Q 3 ) 栅极，小功率 MOSFET 与一电阻 R2 串联，将使被驱动的 MOSFET 栅压逐渐下降。 重新正常工作时， SRFF 输入端需要一个 RESET 信号使 IXDD414 再次工作， RESET 通过在 IXDD414 输入信号和 SRFF 重启输入之间连接一个单稳态触发电路 （由 2 个 U1 和一个 U2 构成）产生，单稳态触发电路在 IXDD414 输入上升时 将产生一个脉冲，此脉冲将重置 SRFF 输出为正常操作。 短}