[转载]TD的一篇好文，有一些关键问题说明
好文！转来慢慢消化。&
我想知道的是在数字处理中，频谱到底是一个什么个概念，请不要简单的说是一个傅里叶变换，也不要说的那么专业化，通俗一点些。是什么，干什么用之类的，物理含义是什么？
比如：可以通过连续频谱知道一个信号的能量平均分配在所有的频率上！（我就知道这一点）
频率你知道把，任意一个信号都可以分解成不同频率的正弦，每一个正弦的大小就是频谱了
什么是基带信号? 什么是基带传输
计算机等数字设备中，二进制数字序列最方便的电信号形式为方波，即“1”或“0”分别用高(或低)电平或低(或高)电平表示，人们把方波固有的频带称为基带，方波电信号称为基带信号。
在信道上直接传送数据的基带信号称为基带传输。一般来说，要将信源的数据经过变换变为直接传输的数字基带信号，这项工作由编码器完成。在发送端，由编码器实现编码；在接收端由译码器进行解码，恢复发送端原发送的数据。基带传输是一种最简单最基本的传输方式。
宽带传输和基带传输各自的特性
基带传输：
由计算机或终端产生的数字信号，频谱都是从零开始的，这种未经调制的信号所占用的频率范围叫基本频带（这个频带从直流起可高到数百千赫，甚至若干兆赫），简称基带（base
band）。这种数字信号就称基带信号。举个简单的例字拉：在有线信道中，直接用电传打字机进行通信时传输的信号就是基带信号。而传送数据时，以原封不动的形式，把基带信号送入线路，称为基带传输。基带传输不需要调制解调器，设备化费小，适合短距离的数据输，比如一个企业、工厂，就可以采用这种方式将大量终端连接到主计算机。另外就是传输介质，局域网中一般都采用基带同轴电缆作传输介质，不过如果你打算用光纤，我也绝对没有异议。
频带传输：
上面的传输方式适用于一个单位内部的局域网传输，但除了市内的线路之外，长途线路是无法传送近似于0的分量的，也就是说，在计算机的远程通信中，是不能直接传输原始的电脉冲信号的（也就是基带信号了）。因此就需要利用频带传输，就是用基带脉冲对载波波形的某些参量进行控制，使这些参量随基带脉冲变化，这就是调制。经过调制的信号称为已调信号。已调信号通过线路传输到接收端，然后经过解调恢复为原始基带脉冲。这种频带传输不仅克服了目前许多长途电话线路不能直接传输基带信号的缺点，而且能实现多路复用的目的，从而提高了通信线路的利用率。不过频带传输在发送端和接收端都要设置调制解调器。
但是，在基带传输中我们常常会有一个深有体会的问题，就是等等等等等等等——在这种情况下，我们就非常羡慕并向往一种传输了，这种传输的名字就叫——宽带传输。所谓宽带，就是指比音频（4KHZ）带宽还要宽的频带，什么？音频带宽有多宽你也不知道？OK，简单一点就是包括了大部分电磁波频谱的频带拉。使用这种宽频带进行传输的系统就称为宽带传输系统，它简直就可以容纳所——有的广播，并且还可以进行高速率的数据传输。对于局域网而言，宽带这个术语专门用于使用传输模拟信号的同轴电缆，可见宽带传输系统是模拟信号传输系统，它允许在同一信道上进行数字信息和模拟信息服务。基带和宽带的区别还在于数据传输速率不同。基带数据传输速率为0～10
Mb／s，更典型的是1Mb／s～2.5Mb／s，通常用于传输数字信息。宽带是传输模拟信号，数据传输速率范围为0～400Mb／s，而通常使用的传输速率是5Mb／s～10
Mb／s，而且一个宽带信道可以被划分为多个逻辑基带信道。这
样就能把声音、图像和数据信息的传输综合在一个物理信道中进行，以满足你对网络非常过——分的要求比如一边看网上经典爱情片一边和MM聊天（现学现用），同时再顺便把MM的照片骗取过来——但是何其不幸我们拨号上网一般是用的基带传输，呵呵呵呵。总之呢，宽带传输一定是采用频带传输技术的，但频带传输不一定就是宽带传输
TD-SCDMA系统所使用的码按类型可以分为：下行导频码、上行导频码、小区扰码、midamble码和OVSF扩频码。其中下行导频码一共有32个，用于区分不同的小区，上行导频码共有256个，由UE在随机接入过程中使用，每个小区的下行导频码对应8个上行导频码。每个下行导频码对应4个扰码，小区的下行导频码确定后可以从中选择一个作为本小区的扰码。而midamble码用作每个信道进行信道估计，基本midamble与扰码一一对应，OVSF扩频码由系统根据RRM算法进行分配，每个信道对应的midamble码由基本midamble码经过循环移位产生，可以用来标识用户。
表& TD-SCDMA系统码之间的关系
码组编号&对应的码字
&下行导频码&上行导频码&扰码&基本Midamble
(000~111)&0&0
(000~111)&4&4
32&31&248~255
(000~111)&124&124
&&&125&125
&&&126&126
&&&127&127
由于采用联合检测技术，对于单小区来说，采用不同的扰码，解调性能基本是相同的。对于小区间不同的扰码组合，其干扰情况与信道环境有很大关系。
&通过仿真，得出结论：在存在多径和同步偏差条件下，不同相关性能的扰码之间会存在一定干扰，但干扰不足以影响系统的正常工作。也就是说，邻小区不同扰码组合，虽然解调性能有差别，但用户都可以正常工作。
TD的保护间隔是不发送任何信号吧
TD的保护间隔不发送任何信号，
主要是为了时隙同步，如果没有保护间隔，A用户的信号经过传输时延后可能会偏移几个bit，然后干扰B用户，保护间隔能够保证不影响B用户，相当于冗余作用。
不需要循环前缀，那是因为不是多载波传输，不会带来ISI，OFDM需要循环前缀
这个间隔不是为了避免不同用户间的干扰，而是主要为了避免上下行间的干扰。这个间隔决定了理论上TD的小区覆盖半径。覆盖半径等于间隔时段内电波传播的距离的二分之一。
在同一个时隙内，ISI还是有的。
保护间隔主要是消除时隙间干扰，同时也为射频收发转换的稳定提供过渡时间
TD的保护间隔是不发送任何信号的。保护间隔为了保护相邻时隙在多径情况下不会相互干扰。因此保护间隔的长度就决定了可能抵抗的多径时延，从而确定了小区半径的大小。
循环前缀是为了对于ofdm系统特殊设计的，只要多径的长度小于循环长度，就可以保证ofdm各个子载波可以正确的解调出信号。
原文如下：“信道码扩频，即将每一个数据符号转换成一些码片（扩频因子，SF），因而增加了一些带宽”
数据符号是不是仅限于0或1？码片是什么？也是一种数据符号吗？他是连续的吗？还是离散的冲激？为什么会引入码片的概念？扩频因子能不能理解为数据符号与码片一对多（SF的值）的映射关系的衡量方法？
码片就是一组随机数字，也就是扩频码，例如m序列等等。一般就是一个数据符号对应一个码片。
例如原来符号为1，码片为1101，就是把1换成1101，这样扩频因子就是4。
就是因为扩频才引入了码片的概念，DS系统中可以很直观地看出
码片就是扩频码，例如1110010。
例如原来符号为1001
就是把1换成换成0001101。
例如原来符号为1001, 扩频成0010
在TD中用了JD，为什么在WCDMA中不用JD呢？？
JD的运算复杂度与码字长度（扩频因子）、码字数量、多径分辨率呈指数增长的关系。W的扩频因子是128（话音）而TD里扩频因子都是16。目前硬件水平无法实时处理，对于W来说。因此无法使用。
JD 就是 Joint Detection(联合检测)的简称.&
该算法将多用户的其他信号不是作为MAI 而是做为 有用信号.
通过构造A矩阵, 把各个码道的接收数据排列,
再按照MLE,MMLS等方法通过对A矩阵进行估计,
目的就是进行精确的本用户信道估计.
A矩阵的维数就决定了做A矩阵求逆的复杂度.
由于WCDMA中的扩频码是128CHIP的,所以不可能用该方法进行估计
以上是我个人的理解, 欢迎补充和指正
同意，相比较而言，TD是一个短码扩频系统，长度16，W是长码扩频，长度为128甚至更长，这里的码的长度应该是扩频码与扰码符合之后的复合码的长度。联合检测需要求逆，求逆的复杂度与矩阵维数相关
TD下行导频时隙搜索算法有那些？
除了相关法和平均功率法还有那些可用的发放？
平均功率法是进行DwPTS粗同步的，而相关法是进行精同步的，平均功率窗来判断下行同步码的粗略位置，也就是在哪个窗里面，然后再用复数相关的方法求出下行同步码开始于哪个码片。复相关可以采用数字信号处理中的快速付利叶变换的方法来减少其算法的复杂度和运算量。
想问一下，对载波频偏的捕获和补偿在什么时候开始，大概是怎么作的。
是在找到DwPTS之后进行的
要是频偏很大，是不是此时dwpts的捕获也很困难？一般dwpts捕获时，所能容忍的频偏有多大呢？
如果频偏很大仍然采用相关法捕获是会有问题的，貌似简单的相关能够应付的频偏是8kHz左右
请问，TD中基站和手机如何测量邻小区干扰？
邻小区干扰测量有两种，一种是同频邻小区，这在本小区PCCPCH信道上就可以测量．另一种是异频邻小区测量，这种测量就比较复杂了．首先在考虑接收异频邻小区的TS0或TS0+DwPTS的数据，然后在接收数据后要考虑同步问题并进行准确测量．
TD基站在发射下行信号时，不是按照一个子帧，也就是突发脉冲发射的吗？子帧中又分上下行，在基站发射下行信号时，子帧结构中上行时隙放什么东西？
那他是按什么顺序发送的呢?我是说既然是时分,肯定就有先后了,基站发送下行的时候,UE是不是什么也不做,就等着接收,反之,UE发送上行的时候,NB也是一样的等着?
基站发送下行的时候,UE主要是接收,，可以做些其它工作，不能上行发送，目前终端的接收和发送基本上都是使用同一射频器件进行接收的,当接收时是不能发送的,而发送时是不能接收.当然支持多模的可以同时接收和发送.对于基站的发送数据,当分配在一定时隙时,只需要在那个时隙打开发送端发送就可以了,而其它不需要进行发送的时隙就不进行任何处理.终端也是这样反之,UE发送上行的时候,NB的情况复杂一点
NB管的几个小区，理论上上下行转换点可以不一样
TD下行没有联合检测时，UE如何检测属于自己的数据？
TD的信道化码很短，正交性很差，UE如何检测自己的数据呢？
TD模式下，上下行链路的互易性，使得下行UE是知道信道特性的，（因为上行基站侧有信道估计），这样下行在知道信道特性的情况，通过OVSF正交扩频码的正交性就可以解出自己的信息~~
虽然上下行是同频的, 但由于传输间隔可能较长,
这种信道特性的互易性不能保证, 另外上下行信道的
同步特性也不一样, 使得互易性更不能保证.
UE需要自己做信道估计, 如果不用联合检测,
可以使用匹配滤波(即RAKE接收)的方法检测自己的数据,
但由于SF较小, 只有16和1, 匹配滤波的方法就不如联合检测的方法了.
如果一个用户使用两个码道，两码道对应同一个midamble码，这个两个码道上的数据是分开发射还是合并在一起发送的？
一个时隙之内的两个码道数据当然是一起发送出去的。除非两个码道不在同一时隙。
那同一时隙内不同用户的数据也是合并在一起同时发送的么？这样的话联合检测时如何区分不用用户的数据？
用不同OVSF码，根据正交性解出不同用户的数据。进行联合检测。
也就是说，接收端通过OVSF将收到的数据信号分成多路，但仍有两个疑问：
1）接收端怎么知道哪个码道是否有数据传输，如果一个时隙有部分码道是没有数据的，接收端根据收到的信号能够辨别么？
2）如果同一个时隙内所有用户的数据是叠加在一起同时发送的，针对不同用户的下行波束赋行是如何实现的？难道是在各个UE待发送的数据上附加参数么，如果这样，各路数据的正交性是否会被附加的参数破坏？
强调一点, 下行只有SF=1和SF=16, SF=1自然就不必说了.
对于SF=16,用联合检测的方法解调就需要检测其他用户和本用户的码道发射与否.
检测的方法可以根据码道对应的信道估计窗的功率(default方式),
或者信道峰值窗的位置(common方式)
匹配滤波的功率, 解调后的信噪比等方法来检测码道的发射与否.
另外由于下行使用波束赋型,
本UE可能接收发射给其他UE的信号很小而检测不到其他用户的信号.
NodeB根据UE上行的信号估计UE的信道方向性特征,
根据这个特征采用一定的算法计算这个UE的天线方向加权因子,
在下行发射该UE的信号时对应天线乘以对应的天线方向加权因子以实现波束赋型.
打孔是什么意思？是直接删除掉一些数据吗！？
打孔就是在物理层编解码模块里面速率匹配模块的一个功能。
由于物理层的帧结构格式是一定的，每个子帧每次只能传送离散个比特数（44，88，176，352，704），所以当高层数据经过编码后（TURBO，卷积码等等），需要根据一定的算法删除一些比特，以达到能够符合物理层帧结构格式中规定的比特数。一般来说打孔数不超过本次总数的1/3.
具体算法比较复杂，可以参考李小文或者彭木根的系统TD的书籍。
压缩桢有一种方法就是打孔,这样可以降低速率,显然会损失部分的性能,也可以这样认为就是人为丢失数据.
在TD的四种测量信道中,打掉的比特数最多都有48%.
在进行速率匹配的时候，根据不同的传输比特数，可能采取Ｒｅｐｅａｔｅｄ或者ｐｕｎｃｕｔｒｅｄ，两种方式。来匹配固定的比特传输速率
实际上打了孔肯定对信息解码会有影响的,
因为在基站端它不知道打掉的是什么比特.
所以信道编码的选择就非常重要了
但是由于采用的是TURBO和卷积码(编码结构都是并行编码三组数据再串行传输).
所以基本不会信息造成影响.
比如TURBO编码,
编码时是原信息序列直接输入,而其打孔规则也是对第一个序列不打孔,
所以不存在原始信息的损失.
而是对附加编码序列(第一校验序列和第二校验序列)的删除.
信道编码的主要目的(N'约=3*N)在于防止打孔时造成的比特信息丢失.
注意，打孔时被打掉的都是校验比特。由于编码后再经过交织，使校验比特被打散了，
在速率匹配时再去把校验比特找出来，所以速率匹配算法就比较复杂了。
如果你能设计一个比较简单的交织和对应的速率匹配算法，或许可写入标准呢。
关于Midamble
1、看到的资料上说：每个小区分配一组基本midamble码，但实际使用中同一个小区使用一个基本码，是否存在情况需要小区更换midamble码，如果不会发生变换，那么同一组中其它三个码不就浪费了吗，为什么要这样设计呢？通信论坛,3G论坛,NGN论坛,求职,招聘,论文!J2s%N%?1m"]:q6U0v
2、在midamble码分配的方式中有公共midamble码分配，如果拿些条件都满足不是存在同一时隙有多个UE使用同一个midamble码的情况？这样合理吗？通信论坛,3G论坛,NGN论坛,求职,招聘,论文5J3N*Z,W3Y1T
3、公共midamble码分配中的条件"midamble不使用于PDSCH物理层信令"具体是什么意思呢？+U/|8G%t6O)D6z1a
4、同一个UE在同一个时隙中是否可以使用不同的Midamble，在不同的时隙中呢？
1. 确实存在切换小区需要更换Midamble码,特别是同频组网的情况.
其他三个给其他运营商用.
公共分配方式即Common方式只能用于下行,因为下行信道中所有用户的信号是同步到达的%E6G
d!k;R;g&f:N8Q
3. 估计是midamble的发射功率不受TPC控制吧
4. 可以,但是就是有点浪费.
1.&MBMS信道，小区会采用公共Midamble发射，而不是小区分配的Midamble8
2.&每个用户的Midamble都是基于小区的基本Midamble偏移而成，这主要是为了JD的信道估计设计的。每个用户的最大多径失延为16个chip，所以每小区最大用户为8个。
3.&TS 25.221协议后面的附录就有K=16的情形,
K=16就表示一个时隙里面最多有16个不同的用户,
当然每个用户的多径时延不能超过8 chips,否则信道估计就不准了,
JD没法做了. "每个用户的最大多径时延扩展为16 chips"
只能说明每个载波的每个时隙最多8个用户.
多用户检测时单独作还是先合并后检测
信道估计各个天线单独做,
信道估计后处理门限可以根据ISCP噪声估计来确定,各个天线在做信道估计后处理时最好采用同一个门限.
先合并再做JD
目前我采用的门限是&
RSSI*Ec/Io/Factor，这个Factor取值很难确定。
25945仿真的结果是比较理想的结果,不需要使用智能天线.衰落信道模型采用的是瑞利衰落信道模型.
我也没有考虑智能天线，在AWGN条件下，将Factor=1，仿真结果几乎和规范一致，但是Fading条件下，结果就很怪异，过滤了反而比没过滤差，我的Fading模型采用的是Jackes模型
请问wcdma与td的symbol
rate的模块区别主要有哪些？只有速率匹配吗
TD—SCDMA中采用的码片速率为1 28Mcps是WCDMA 中码片速率3
84Mcps的1/3，这将有利与WCDMA系统的兼容。同时码片速率低也方便于硬件的实现，并使成本较低。
wcdma不同速率的业务是靠OVSF码来实现的，其长度4--512，如384K业务，扩频码为4，而12.2K语音扩频码为256，扩频码长度不同，扩频增益不同，因而不同速率的业务覆盖半径不同。而TD-SCDMA扩频码为1--16，不同速率的业务除扩频码长度不同，而且可以多个时隙捆绑来实现高速业务，不同速率业务其扩频增益差不多，因此TD-SCDMA不同速率业务覆盖半径差不多
25.212和25.222的比较来看，两者在处理流程上会轻微的不同。
w下行和上行的处理流程不同，而Td上下行处理流程一样，和w的上行一致。,
w下行是先作速率匹配再进行一次交织的，而Td则是先进行一次交织再进行速率匹配。w有压缩模式，而td没有。两者在对专用数据业务支持的能力上基本相同，都可以支持12.2k，64k，128k，384k等，也就是对于传输信道的配置来说两者是可以通用的。
TD的下行检测问题~~
资料上有说，多用户检测于TD中，在基站侧作JD，终端作多用户抵消。通信论坛,3G论坛,NGN论坛,求职,招聘,论文(C%n3Y5g(z0}8b9c.Z
但是，下行仿真时，我发现，对于一个终端来说，不存在多用户问题，它是将其他用户的信息完全当作noise来处理的，无法利用多用户的信息啊。也就是说对于一个终端来说，就是单用户检测了论文那所谓的多用户检测在终端是如何应用的呢~
和上行一样去实现多用户检测。如果把其他用户的信息完全当作noise来处理的方式就是普通的RAKE接收机方式，不是多用户检测了。
下行也可以与上行一样，利用其它用户的信息做多趾、多径干扰消除。
注意下行只有SF=1和SF=16两种扩频因子.SF=1自然不必说了.
SF=16时, 可根据不同Midamble Shift分配方式检查到其他码道
信号的存在,
所有到达同一个UE的信号是同步经过同一个信道的,其他用户的码知道了,
信道估计知道了, 当然就可以做JD了.
好吧，即使是其它用户的调制(扩频)因子是已知的了，即使能检测出其他用户的信息，可是，对于一个终端来说，有什么意义么~检测出自己的就好了嘛，关别人什么事情呢~
多用户检测将其他用户信号从干扰中消除，就是这个作用。也就是说，采用JD，Noise中将没有其他用户的信号(理想状态下)。
对于终端来说，进行联合检测的目的不是检测出其他用户的信息，而是为了消除别的用户对自己的干扰。
上行基站是知道用户的码信息的,而下午是不知道的.因此在下午JD中需进行码检测再进行JD
请问TD-SCDMA接收机，射频以后是先下变频、积分，再找同步、解扩吗？
下变频后的积分功能为去掉载波的高频，经判决后就是调制过程的扩频后的chip了。
&& 问题1：
同步搜索过程（上行或下行）的输入数据是不是经过积分判决后的chip?
问题2：&& 如果用零中频
射频接收芯片，这种射频接收芯片出来的信号是
基带信号×采样率（假设采样率为4倍采样），&&
再经AD转换为数字，如何回复出chip来（先不考虑载波频率、相位误差）？用积分清洗滤波器？对4个样点进行积分,总觉得误差（4个样点就代表一个chip）会较大
如果输入基带的是4倍采样率，则对于基带处理的计算量和内存是一个考验。
如果输入是4倍速率的采样，我们可以根据信道估计的峰值位置确定一个最
佳采样位置，从而进一步降采样，以减少联合检测或Rake接收的计算量。
对连续4个采样点积分的做法不合适,，原因如下：
1.在没有找到同步点时，积分的起始位置不好定
2.码间干扰的考虑，即使是单径信道，而且其中1点采样在整chip点，其他3点都有码间干扰
&& 更何况多径信道呢。
搜索SYNC_DL时，最开始必须有连续5ms的I、Q采样数据，因为你开始不知道SYNC_DL的起始位置，5ms里面肯定有
SYNC_DL了。先要搜索SYNC_DL的大致位置。
TD-SCDMA为什么没有呼吸效应
用户数量的增加使覆盖半径发生收缩的现象称之为呼吸效应0a3I3h;g0Z
呼吸效应是CDMA的天生缺陷
呼吸效应随用户数增加成指数级增长
呼吸效应另一个表现形式是不能实现边缘覆盖
每种业务用户数的变化会导致所有业务的覆盖半径发生变化
TD-SCDMA没有呼吸效应FDMA、TDMA对干扰的隔离使产生呼吸效应的因素显著降低。
单时隙多个（最大8个）12.2K话音（或等效）是产生呼吸效应的唯一可能
“联合检测+智能天线完全”完全克服了TD-SCDMA的呼吸效应
TD-SCDMA是一个码道受限系统，不是一个干扰受限系统
补充一点，由于TD-SCDMA还采用了时分机制，所以，用户的增长被时分均摊化，这也是TD呼吸效应小的一个原因。
另外，TD是同步系统，因此上行小区内用户间存在正交性，而W是异步系统，上行没有任何正交性
当然智能天线加联合检测起到了主要对抗作用。
小弟最近在解DwPTS,有个疑问一直没有搞懂。按照规范将，同步码是按照（j）^i×Si得到复同步码，例如对于10号同步码，前四个Si为1，0，1，1，则生成以后的复同步码为（1，j，-1，-j）按位乘（1，-1，1，1）得到10号复同步码的前四位为（1，-j，-1，-j）。我的问题就是：在进行脉冲成形之前分离实部和虚部时得到的I路数据是（1，0，-1，0）吗？如果是这样的，那么不是存在0调制的问题，是不是还要将0转换为-1呢？如果是需要转换为-1，则0转换后的-1不就与本来的第三个数-1不能区分了吗？
先把SYNC_DL变成{1，-1}集合得到Si，然后Si*(j)^i=S，其中1=&i&=64，然后S*ph（其中ph等于45，135，225，315等）
不需要将0转换成-1，SYNC_DL相位旋转可以将位于X轴Y轴上的矢量进行相位旋转，使其在原有基础上旋转45，135，225，315度，这样就不会出现0调制的情况
拿TD来说，由于采用了内环＋外环功率控制，并且在物理层帧结构中增加了TPC这个功率控制信令，所以可以通过NODEB实现了功率快速控制，使得发射功率可以根据实际情况快速地跟进。
由于TD采用波束赋形和只能天线技术，也可以减小对其他方向的干扰。至于最大发射功率值，好像协议上有写。只要查查协议比较一下就行了
在根据下行导频信道中的下行导频码找到扰码和中间序列后，下一步就是要进行P-CCPCH信道的复桢同步，请大虾给解释一下这步是怎么完成的。
复帧同步可以分为以下几个步骤检测：
1.利用TS0的mindamble码估计信道的冲激响应h；
2.用信道冲激响应与本小区所用的DYNC_DL码进行卷积，得到的序列与接收到的DwPTS信号相比，只是相差一个调制的相位，该相位就是该帧的SYNC_DL的调制相位；
3.将SYNC_DL码与信道的冲激响应卷积得到的序列和接受到的DwPTS的对应信号共轭相乘，得到的相位值就是SYNC_DL的调制相位。
A矩阵是通过每个用户的b矢量偏移组成。而b矢量是由扩频码卷积冲击响应获得。
我的问题是，对于TD-SCDMA中，由于扩频码的长度小于等于16，可变；而扰码长为固定的16。在数据发送之前，要进行扩频加扰，即扩频码必须要与扰码按位相乘，那么在生成b矢量的时候，如何考虑扰码的影响？
比如：冲击响应为H=(h1,h2,h3,h4)T, C = (C1, C2, C2, C4)T, SC= (S1,
S2, ... S16)
如果不考虑SC，则 b = H卷积C
如果考虑SC,该怎么办？
将OVSF码扩展成3值（－1，0，1）就可以将
1个扩频因子为SF的码等效成16/SF的多个码,
等效码都是SF=16的扩频因子.
如SF=4的码C=(-1, 1, 1, -1)可等效成如下四个SF=16的码
C1=(-1,1,1,-1, 0,0,0,0, 0,0,0,0, 0,0,0,0)
C2=( 0,0,0,0, -1,1,1,-1,0,0,0,0, 0,0,0,0)
C3=( 0,0,0,0, 0,0,0,0, -1,1,1,-1,0,0,0,0)
C3=( 0,0,0,0, 0,0,0,0, 0,0,0,0, -1,1,1,-1)
设原先对应的四个符号为S1,S2,S3,S4, 扰码序列为R
则原先的16个码片为(S1*C, S2*C, S3*C, S4*C) .* R
现在可等效为
(S1*C1 + S2*C2 + S3*C3 +S4*C4) .* R,　
其中.*为逐个码片相乘的运算
设信道为H, @为卷积运算,按此思路有
b1 = (C1 .* R) @ H
b2 = (C2 .* R) @ H
b3 = (C3 .* R) @ H
b4 = (C4 .* R) @ H
TD的调制到底是QPSK还是DQPSK，还是pi/4
TD的调制就是把2个（QPSK调制）或3个（8PSK调制）连续的二进制比特映射成一个复数值的数据符号。必须指出的是，TD的调制方式只有QPSK和8PSK两种。
比如对于QPSK调制，将连续二进制比特00,01,10,11分别映射成+j,+1,-1,-j;
对于8PSK调制，连续二进制比特映射成:
000-----cos(11π/8)+jsin(11π/8)
001-----cos(9π/8)+jsin(9π/8)
010-----cos(5π/8)+jsin(5π/8)
011-----cos(7π/8)+jsin(7π/8)
100-----cos(13π/8)+jsin(13π/8)
101-----cos(15π/8)+jsin(15π/8)
110-----cos(3π/8)+jsin(3π/8)
111-----cos(π/8)+jsin(π/8)
为什么CMDA2000，WCMDA
,TD-SCDMA中，帧结构的基本单位都是chip,而不再是基本的bit.
chip应该是若干个bit吧，具体怎么换算或者物理层应该有个chip-&bit的映射之类的吧
chip=bit（信息比特）*SF(扩频因子)
在扩频通信中，每个bit都被扩频码扩频，在时域上就是将1个bit的时间分成了扩频码长的时间段，每个长度为N的扩频码的长度就是N个chip，其中一份就是1个chip
bit流经过调制映射得到符号流，如：QPSK 2bit-&1sym. 16QAM:
4bit-&1sym。扩频是对每个符号进行的。当扩频因子为Q时，chip速率就等于Q倍的符号速率.
在小区搜索时，需要计算载波功率以判断哪个小区信号质量好，这个功率是计算哪个时隙的？TS0，dwpts还是别的？
不是测时隙是测信道,TD-SCDMA测的是P-CCPCH,
手机刚开始搜索小区的时候是通过闭环功率控制来实现的，即手机通过手机内部设定的闭环功率值来控制发射功率。
当与基站建立起联系后，通过基站对手机进行开环功率控制，具体的步进，不同的制式应该是不同的。
TD里先同步DwPTS，然后测量TS0里的PCCPCH的功率
个人理解, 由于这个时候没有建立同步信息,
所以应该是测量各个小区中
的下行导频信道的RSCP的值, 具体算法标准中好象没有提到,
各个公司实现的方法不太一样吧
通过对DwPTS的功率检测实现。
一般情况下dwpts功率较其他时隙高，此外dwpts前后都有较长时间的GP，这些特征可以用来做小区初始同步。
UE在CELL_FACH模式下，可以从公式"Index of selected SCCPCH" =
U-RNTI mod K,中得到SCCPCH的索引。
但是在UE处于IDLE模式下时，发起初始寻呼，经UpPTs-&PFACH-&PRACH发起随机接入后。UE需要在SCCPCH查看FACH的响应。此时因为还没收到RRC
CONNECTION
REQ消息，并不知道自己的U-RNTI，这时UE如何知道自己在多条SCCPCH中的哪条上接收承载了RRC
CONNECTION REQ消息的FACH呢？难道是所有的SCCPCH都接收吗？
SCCPCH selection when entering Connected
mode(从IDLE-&connected)
the UE shall select an SCCPCH from the SCCPCHs listed in System
Information Block type 5 (SIB 5) based on "Initial UE Identity" as
"Index of selected SCCPCH" = "Initial UE Identity" mod K,
TD算法仿真程序
载波频偏估计算法
for i=1:4;
&delta_fc=i*100;
Ts=1/1000;
for m=1:100;
[x,x1,x2]=psk_gen(M);
t=(i-1)*Ts/4:Ts/4 i-1)*Ts/4+3*Ts/4;
[I,Q]=add_f(x,delta_fc,t);
Ii(i*4-3:i*4)=I;
Qi(i*4-3:i*4)=Q;
l=length(Ii);
p1=Ii(1:l-2);p2=Ii(3:l);
q1=Qi(1:l-2);q2=Qi(3:l);
Y(i)=p1(i)*q2(i)-q1(i)*p2(i);
X(i)=p1(i)*p2(i)+q1(i)*q2(i);
Y1=mean(Y);
X1=mean(X);
delta_f(m)=atan(Z1)/Td/(2*pi);
fc=mean(delta_f)
figure(1);
plot(delta_fc,fc,'r*');
xlabel('delta_fc');
&ylabel('fc');
子程序psk_gen.m
function [x,x1,x2]=psk_gen(M)
dsource=1+floor(M*temp);
&& map=[0:M-1]*2*pi/M;
&& psk_sig=map(dsource);
&& x1=cos(psk_sig);
&& x1=round(x1);
&& x2=sin(psk_sig);
&& x2=round(x2);
& x=x1+j*x2;
子程序add_f.m
function [I,Q]=add_f(x,delta_fc,t)
x1=real(x);
x2=imag(x);
R=(x1+j*x2)*exp(j*2*pi*delta_fc*t);
I=real(R);
Q=imag(R);
一般来说，都会需要先同步，同步到一定范围内时，进行粗略频偏估计，然后再进行精同步以及较为精确的频偏调整。
不同阶段的频偏估计算法略有不同，但基本原理相同。就是用接收到信号（a）与发送端真正发送信号经过信道后应该得到的信号(b)，两者进行共轭相乘，得到的结果虚部/实部，再求反正切
频偏调整有很多方式,一种是粗调整,这一种主要是用于同步时进行的频偏调整,在刚开始同步时的频偏有时会偏差很大.另一种是精调,这一种主要是在存在业务下这时同步已经完成时进行的调整.在这步中频偏偏移已经不大.
恩，回答得真好，不过在基站侧恢复每个用户的频偏却很难啊，因为所有用户的信号叠加在一起，想估计出每个用户的频偏，怎么做呢，按照单用户方式做，把其他用户当作噪声不够准确
在基站端 由于每个用户使用的MIDAMBLE码不一样,
并且各MIDAMBLE之间是有位移关系的很多参数可以从各个用户的MIDAMBLE码中获得,
也许包括频率偏移
以上是个人理解, 请大家指教！
但是中间码的相关性能很差，如果每个用户的频偏相差较大，故很难求出每个用户的频偏，如果各个用户的频偏近似相等（由于基站侧下变频引起），那就好办一些，可以只求一个频偏，而且由于各个用户的频偏相等，就不必依据中间码的正交性了，这样会好一些，但这样假设不知与实际是否相符，有哪位做过基站给说一下呢，嘻嘻
频偏计算在TD可以有多种方法,一是使用DwPTS计算,二是使用Midamble计算,三是根据本用户的经过检测后的数据进行计算
一般来说频偏比较小的情况下都是使用解调后的数据进行频偏估计，频偏比较大的时候做频偏估计就不是那么容易，都是使用midamble
shift的偏移特性来计算的。
ue侧，请问随机接入过程中，cell_fach和cell_dch有什么区别？
在什么情况下收不到FACH（FACH
具体指的是什么？&&
FPACH又是指什么？在什么情况下出现？
什么情况下收不到FACH，这个很难说吧，可以是sync_ul没有解出来，或者fpach
ue没有解出来，再者prach，nodeb没有解对，还有rnc收到prach给的fach给你的系统丢弃了
FACH一般在接入过程中承载3.4k的信令数据，用于通知ue建立3.4k。FPACH是在nodeb接收到sync-ul后，发个ue通知ue发起prach的位置，功率等。
流程上来说，ue先发sync-ul，然后nodeb发fpach，ue发prach，nodeb建3.4k，在sccpch发fach的数据。
在ue侧看有没有收到fpach和fach很容易的，你检测传输信道上的crc就知道正确不正确。对于fach，还要看rnc侧发起的rrc_setup_response消息中要的fach的tfi以及个数，你这个问题最好和nodeb沟通一下来解决。
只有CELL_FACH和IDLE需要进行随机接入，随机接入是一种竞争机制。CELL_DCH下，RNC已经给UE分配了时隙、码道等，不需要进行随机接入。
FPACH是物理信道信道，主要是用来算TA的，和指示UE发送PRACH的位置。
接收不到FACH有很多原因，比如SCCPCH解码错误之类，也有可能是SYNC_UL发送错误等原因。
信令流程为RRC连接过程，你可以看一下25.331
TD的一个时隙能容纳多少用户啊，怎么计算？
16个码道,每个12.2K需要2个码道.所以一个时隙可以有8
个用户.因为12.2K 语音是上下行对称的.共6个时隙,各占一半。
所以,5M带宽TD-SCDMA中最多支持的12.2K 用户为8*3=24
同样的道理15M带宽，9个载波，容纳8×9＝72个用户；10M带宽，6个载波，容纳8×6＝48个用户；5M带宽，3个载波，容纳8×3＝24个用户。
不对的地方还请高手多多指教！！！
每个时隙的确只有16个码道，楼上说的是在只做话音业务12.2K
的时候是这样算
如果用户同时还使用PS数据业务的话（目前好象上行只能做到64K），所以根据传输信道组合计算方法。大概要占掉4个码道，在这个时候，可以容纳的用户就减小了。
换言之，时隙内用户数量还和用户所做的业务有关
在一个时隙，一个载波上承载多个码道，具体是怎么实现的呢？有点糊涂，请指点，谢谢
当一个时隙有多个码道的时候，每个码道之间用midamble来区分，每个时隙最多能承载的码道数由参数kcell来决定。例如TS0就有2个P-CCPCH码道。
你是对哪个实现过程糊涂啊？
所有的码道复用在一个时隙上面同时发射，在上变频到载波时，射频部分不区分也不能区分码道，它只是把送过来的时隙上变频到载频，也就是所有的码道在同一个频率和时隙下面，这就是所谓的码分复用
按楼上的意思，上变频到载频信号之前的信号为多个码道的复合信号？
另外，在一个时隙里面，如果扩频因子为16的话，有16个码道；如果扩频因子为1的话，就只有1个码道了，不知道对不对。
按楼上的意思，上变频到载频信号之前的信号为多个码道的复合信号？
另外，在一个时隙里面，如果扩频因子为16的话，有16个码道；
如果扩频因子为1的话，就只有1个码道了，不知道对不对。 对
码道是指一个时隙容量大小，例如一个时隙可以有16个码道，8个码道等。而时隙是具体物理信道的映射位置，例如专用物理信道（DPCH）可以映射到TS1，TS2，TS3等位置。在某一个时隙里面，具体的物理信道可以占用1个码道，或者是多个码道。例如TS0里面的P-CCPCH就占用2个码道。到射频上变频发射时，以上过程对射频来讲都是透明的。它只知道把输入射频的某个时隙以一个固定功率和固定频率向外发射
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