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一种直流正负双极信号隔离转换成单极性信号的电路
项目编号：
技术简要说明
本发明公开了一种直流正负双极信号隔离转换成单极性信号的电路，包括信号输入处理电路、ＭＯＳＦＥＴ调制电路、信号变压器、驱动变压器、ＭＯＳＦＥＴ解调电路、电流加法电路，该电路采用调制解调技术进行磁电隔离，极性变换电流加法器采用恒流源输出的恒定电流信号作为运算放大器反向输入端的输入基准信号，本发明不仅大大提高了产品的可靠性和信号转换精度；同时元器件更少，降低了产品成本、缩小了产品体积。
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专利权信息
专利类型：发明
专利申请日：
公开(公告)日：
申请(专利权)人：广州金升阳科技有限公司
申请人：广州金升阳科技有限公司
公开(公告)号：A
分类号：H03K
发明(设计)人：陈超扬;马涛;奉启珠;邵曼芸
国别省市：81[中国|广州]
总流量：1049
录入日期： 18:40
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一种直流正负双极信号隔离转换成单极性信号的电路，包括输入信号处理单元，用于将直流正负双极电压输入信号转换成直流正负双极电流信号；主信号变压器，用于隔离耦合直流正负双极信号；驱动变压器，用于输出隔离同步脉冲驱动控制信号；ＭＯＳＦＥＴ调制电路；ＭＯＳＦＥＴ解调电路；所述的直流正负双极信号连接输入信号处理单元的输入端，输入信号处理单元的输出端连接主信号变压器初级绕组的中间抽头，输入信号处理单元的参考端连接ＭＯＳＦＥＴ调制电路的公共端；ＭＯＳＦＥＴＴ调制电路的两个输出端分别连接主信号变压器初级绕组的两端；ＭＯＳＦＥＴＴ解制电路的两个输出端分别连接主信号变压器次级绕组的两端；驱动变压器初级绕组和次级绕组各有两路驱动信号输出，分别连接ＭＯＳＦＥＴ调制和解调电路的驱动控制端；其特征在于，还包括电流加法电路，所述主信号变压器次级绕组的中间抽头连接电流加法电路的输入端，电流加法电路的输出端为直流单极信号输出端，电流加法电路的参考端连接ＭＯＳＦＥＴ解调电路的公共端；通过两组同步脉冲驱动信号，分别控制ＭＯＳＦＥＴ调制和解调电路截止或导通的同步切换，以此实现直流正负双极输入信号的斩波逆变，斩波逆变后的信号经过主信号变压器隔离耦合输出直流正负双极信号，再通过电流加法器将直流正负双极电流信号转化为直流单极电流信号输出。
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资讯24小时top10求模数转换器的原理及应用？？_转换器_百科问答
求模数转换器的原理及应用？？
提问者:罗兴广
前言　　在数据采集系统中，模数转换器是其中至关重要的环节，模数转换器的精度以及系统的成本直接影响到系统的实用性，因此，如何提高模数转换器的精度和降低系统的成本是衡量系统是否具有实际应用价值的标准。　　一般来说，想提高模数转换器的精度，势必会引起成本的增加，这就要求我们按照具体的精度要求合理的设计模数转换器，来达到具体的要求和降低系统的成本。在精度要求不是很高的场合，我们经常利用嵌入微控制器片内的A/D转换器来实现模数转换，以此来降低系统的成本，但由此又产生了另外的问题，嵌入式模数转换器是否具有所要求的精度，若超出测量范围如何与测量电路进行接口，以及如何减小微控制器的电磁干扰提高嵌入式模数转换器的精度问题。这都要求我们采取不同的措施来提高嵌入式模数转换器的精度。　　1 精度与分辨率　　ADC的精度和分辨率是两个不同的概念。精度是指转换器实际值与理论值之间的偏差；分辨率是指转换器所能分辨的模拟信号的最小变化值。ADC分辨率的高低取决于位数的多少。一般来讲，分辨率越高，精度也越高，但是影响转换器精度的因素很多，分辨率高的ADC，并不一定具有较高的精度。精度是偏移误差、增益误差、积分线性误差、微分线性误差、温度漂移等综合因素引起的总误差。因量化误差是模拟输入量在量化取整过程中引起的，因此，分辨率直接影响量化误差的大小，量化误差是一种原理性误差，只与分辨率有关，与信号的幅度，采样速率无关，它只能减小而无法完全消除，只能使其控制在一定的范围之内，一般在±1／2LSB范围内。　　1.1 偏移误差　　偏移误差是指实际模数转换曲线中数字0的代码中点与理想转换曲线中数字0的代码中点的最大差值电压。这一差值电压称作偏移电压，一般以满量程电压值的百分数表示。在一定温度下，多数转换器可以通过对外部电路的调整，使偏移误差减小到接近于零，但当温度变化时，偏移电压又将出现，这主要是由于输入失调电压及温漂造成的。一般来说，温度变化较大时，要补偿这一误差是很困难的。　　1.2 增益误差　　增益误差是转换器输出全“1”时，实际模拟输入电压与理想模拟输入电压之差。它使传输特性曲线绕坐标原点偏离理想特性曲线一定的角度，即增益误差表示模数转换特性曲线的实际斜率与理想斜率的偏差，它的数值一般用满量程的百分比来表示。　　ADC的理想传输函数的关系式是（1）式中Un是没有量化时的标准模拟电压，由于存在增益误差，式（1）变为（2）式中的K为增益误差因子。当K＝l时，没有增益误差。当K＞1时，传输特性曲线的斜率变大，台阶变窄，在输入模拟信号达到满量程值之前，数字输出就己全“l”状态。当K＜1时，传输特性曲线的斜率变小，台阶变宽，输入模拟信号己超满量程值时，数字输出还未达到全“1”状态输出。　　在一定温度下，可通过外部电路的调整使K＝l，从而消除增益误差。　　1.3 线性误差　　线性误差又称积分线性误差，是指在没有偏移误差和增益误差的情况下，实际传输曲线与理想传输曲线之差。线性误差一般不大于1／2LSB。因为线性误差是由ADC特性随输入信号幅值变化而引起的，因此线性误差是不能进行补偿的，而且线性误差的数值会随温度的升高而增加。　　1.4 微分线性误差　　微分线性误差是指实际代码宽度与理想代码宽度之间的最大偏差，以LSB为单位，微分线性误差也常用无失码分辨率表示。　　由于时间和温度的变化，电源可能会有一定的变化，有时可能是造成影响ADC精度的主要原因，因此在要求比较高的场合，必须保证电源的稳定性，使其随温度和时间的变化量在所允许的范围之内，但在一般的场合，往往可以不考虑其对系统的影响。　　2 嵌入式模数转换器的结构及影响转换的原因和消除方法　　所谓嵌入式模数转换器是指将模拟多路开关、采样保持、A/D转换、微控制器集成在一个芯片上，经常采用逐次比较型进行A/D转换，模拟输入信号一般为非负单极性，且输入信号的电压范围为0～AVREF，A/D转换器具有独立的模拟电源与参考电压。　　在实际应用中，由于输入信号的输出电阻不同，如果输出电阻过大，会引起实际测量的电压分压过小，因而引起测量值较实际值偏小；或者由于输入信号为双极性模拟信号，不能直接与嵌入式微控制器相连，必须采取特殊措施，使双极性模拟信号转换为可以直接测量的非负单极性信号；还有如果输入信号幅值过大，以至于超过参考电压，也必须引入将压环节，使输入电压低于参考电压，等等，下面对以上影响逐一进行分析。　　2.1 模拟输入信号阻抗对采样的影响　　采样过程是采样电容充电，跟踪输入模拟信号电压的过程，由于采样电路存在模拟多路开关阻抗、采样开关阻抗和输入信号源阻抗，因此，其转换时间受模拟多路开关阻抗、采样开关阻抗与输入信号源阻抗的影响，模拟多路开关与输入信号源的阻抗越大则其转换时间越长。 逐次比较型A/D的输入端等效电路如下图所示：　　其中，RIN为输入模拟信号内阻，VS为输入模拟电压信号，RSH为模拟多路开关与采样开关的等效电阻，VSH为采样电容的充电电压，由等效电路可以看出，输入模拟信号内阻越大，则采样电容充电时间越长，因此，对于采样频率要求越高的场合，要求模拟输入信号内阻必须越小，在应用时必须首先估算在规定的采样频率下，对模拟输入信号内阻的要求。由电路理论可以求得RIN所允许的最大值（假设采样时间为T）：　　如果信号源内阻达不到要求，则需使用一个输出阻抗很小的缓冲器，例如可以使用电压跟随器，使信号源的输出阻抗达到A/D转换器所要求的输入阻抗的范围之内。　　2.2 模拟信号极性及幅值的变换　　在数据采集系统中，采集的模拟信号并非都是非负单极性信号，经常是双极性信号，因此在使用嵌入式A/D转换器的时候，需要对模拟输入信号进行极性转换，我们可以采用运算放大器组成的线性网络来对其极性及幅值进行转换，但须注意的是在引入线性网络的同时，又引入了一定量的非线性误差，其线性网络原理图可用下图表示：　　只要改变电阻R1、R2、R3的大小以及它们的比例关系便可调整模拟输入信号的大小使其符合测量要求。　　下面介绍一种常用的芯片AT90S8535关于其A／D转换器使用时应该注意的情况。 　　AT90S8535是ATMEL公司生产的一款基于AVR RISC结构的，低功耗的8位单片机，其内部集成有模数转换器，模数转换器具有以下特点：　　　10位分辨率；　　　±2LSB精确度；　　　0.5LSB集成线性度；　　　65～260μs转换时间；　　　8通道；　　　自由运行模式和单次转换模式；　　　ADC转换结束中断；　　　休眠模式噪声消除。　　AT90S8535具有10位分辨率的逐次逼近型A／D转换器。ADC与一个8通道模拟多路器相连，这样就允许A口作为ADC的输入引脚。ADC包含一个采样保持放大器，ADC框图如下所示：　　ADC可以工作于两种模式――单次转换和自由运行。在单次转换模式下，用户必须启动每一次转换，而在自由运行模式下，ADC会连续采样并更新ADC数据寄存器。ADCSR的ADFR位用于选择A／D转换器的运行模式。　　由于模拟通道的转换总是要延迟到转换的结束，因此，自由运行模式可以用来扫描多个通道，而不中断转换器。一般来说，ADC转换结束中断用于修改通道，但需考虑一下因素；结果一旦准备好，中断就被触发，在自由运行模式，中断一被触发，则下一次转换马上开始。如果中断触发过后，模拟通道改变，而下一次转换已经开始，则仍旧使用以前设置。　　3.1 ADC噪声消除技术　　AT90S8535的内外部数字电路会产生电磁干扰，从而影响模拟测量精度。如果要求测量精度较高，则应采取如下技术以减少噪声：1)　　AT90S8535的模拟部分及其他的模拟器件在PCB板上要有独立的地线层。模拟地与数字地单点相连；2)　　使模拟信号通路尽量短。使模拟走线在模拟地上通过，并尽量保持远离高速数字通路的走线；3)　　AVCC要通过一个RC网络连接到VCC；4)　　利用ADC的噪声消除功能减小来自CPU的噪声；5)　　如果A口的一些引脚作数字输出口，则在ADC转换过程中，这些口不要改变其状态。　　3.2　ADC噪声消除功能的实现　　ADC可以在CPU空闲模式下进行转换，这一特征使得可以抑制来自CPU的噪声。为了实现这一特性，需采取一下措施： A)　　必须选择单次转换模式，ADC的转换结束中断必须使能；ADEN=1;ADSC=0;ADFR=0;ADIE=1; B)　　进入空闲模式。一旦CPU停止，则ADC将开始转换； C)　　如果在ADC转换结束之前没有发生其它中断，则ADC中断将唤醒MCU并执行ADC转换结束中断。 微控制器片内A/D转换器由于自身的结构、性能特点，在许多应用中会遇到与独立A/D转换器不同的问题，但大多数嵌入微控制器的A/D器都具有像AT90S8535相似的结构和特点，采取的消噪技术和方法也大致相同，我们需根据具体情况具体分析需采取嵌入A/D还是独立A/D，并根据具体需求采取必要的措施来提高A/D转换器的精度。 【参考文献】 　　【1】模数转换器应用技术 高光天 科学技术出版社 2001年 　　【2】AVR AT90S8535 data sheet 　　【3】AVR单片机应用技术 李勋 耿德根 北京航空航天大学出版社 2002年
回答者:石晓一
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单极性信号转双极性（滤除直流分量）的方案收集
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本帖最后由 yuyangworld 于
10:10 编辑
& && & 最近有一个项目，要求产生幅值、相位 、频率都可调的信号，所以使用DDS芯片（AD9832)产生高稳定基准信号，频率在40-70HZ，后级采用功放对信号进行功率放大，但是问题是功放IC为双电源供电，为了做到中点对齐，故要求前级输入信号也是双极性的对称信号，而DDS产生的信号为单极性的信号，而且此信号幅值要可调，其直流分量电平和交流幅值都是调动的，故上网搜索了很多这方面的资料，一般有一下几种（不一定都可行，但是列出来供大家一起鉴别）：
1、高通滤波器：这个用的最多，从简单的RC无源滤波电路到高阶的有源滤波电路应有尽有，但是输入与输出有延时和失真
2、直流伺服电路：此电路一般用于稳定音频功放输出的中点和克服运放漂移，我想试验这个电路，但是我觉得这个同上，有延时和失真
3、变压器：没用过，个人觉得低频信号失真，还需要驱动信号要有一定的功率，不清楚有没有这种适用于低频的信号变压器
4、使用峰值检测电路检测出峰值，然后使用减法器将原信号减去其峰值的一半：这个我是根据网上所说整理的，不知是否可行，有待大家讨论
5、反相180°后，使用减法电路，取两者之差：这个也是根据网上所说整理的，不知是否可行，有待大家讨论，但是我感觉可行性好像很大;这种方案不能简单的使用一个反向放大器实现，因为那样的话，信号会整个都反向（包括直流分量），原始信号和反向信号相减得到的是两倍的原始信号，根本无法滤除直流分量，这种方案只适用于那种提供互补信号输出的DDS芯片，原始信号与互补信号相减才能去除直流分量得到双极性信号 6、运算电路： 因为DAC的输出和DDS的直流分量有确定的数值关系，因此可以搭建一个运算电路从而得到DDS的直流瞬时值，然后再利用减法电路将直流分量去除，这样几乎不存在延时，但是这种方案取决于运算电路的精确性，由于运放和电阻存在漂移，可能电路不稳定。
& && & 以上方案是根据网络资料整理，由于自己知识有限，可能存在理解偏差，希望大家不要扔砖头啊，我在此项目中使用是第一种电路，但是信号出现了少量谐波失真，而且信号从输入到输出之间有延时，输出不能立即响应输入的变化，因此才搜索了相关资料，发现很多用法中只适用于信号中直流分量的电平固定的情况或者已知信号中点电平的情况，很多资料非常散，没有发现专门讨论这方面的文章，故我想借众人的智慧来总结一下这个问题，欢迎大家补充方案，对各方案提出具体的实现形式，总结他们的优缺点，找到一种时延最小、失真最小、最可行的方案，希望高手不吝赐教啊！
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延时和失真最小还是RC交流耦合。
楼主的DDS（AD9832）的负极和TDA2030的GND互相连接
DDS（AD9832）的输出接到vi
然后不要图片当中的喇叭 ， 也不要哪个输出电容2000UF
然后在TDA2030的4脚和地之 ...
用积分电路获取变动直流分量，然后减去这个直流分量。问题不就结了。
总之，你得重新投板是吧？那就换DDS，这是对你最好的选择。其它的方案不适合你，供学习可以。
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1、高通滤波器.
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DDS难道做不到交流幅值调整时保持其直流分量不变吗？如果可以做到那还不好办吗？
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用DAC和减法器，将直流分量减掉。
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延时和失真最小还是RC交流耦合。
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qzlbwang 发表于
DDS难道做不到交流幅值调整时保持其直流分量不变吗？如果可以做到那还不好办吗？ ...
DDS调整幅值的方法是通过DAC调整满幅值引脚的输出电流，调整交流幅值时，其中心点（直流分量）也会随着调整，正是如此，才导致这个问题不好解决
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天神下凡 发表于
用DAC和减法器，将直流分量减掉。
你的意思是将信号与DAC生成的直流分量相减从而去除信号中的直流分量，这样的话，该怎样确定信号中的直流含量呢？也就是DAC输出的值呢？而且这个调节过程也有延时吧，这种方法的思路类似于直流伺服
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xmar 发表于
延时和失真最小还是RC交流耦合。
为什么呢？有没有其他方法？
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xmar 发表于
延时和失真最小还是RC交流耦合。
这样说有什么根据吗？有没有其他方案？
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yuyangworld 发表于
为什么呢？有没有其他方法？
用双电源供电的运放减法电路，减去DDS输出直流偏压。
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感谢大家参与，希望大家提出更多的方案，另外纠正一下我帖子中提到的第五种方案，这种方案不能简单的使用一个反向放大器实现，因为那样的话，信号会整个都反向（包括直流分量），原始信号和反向信号相减得到的是两倍的原始信号，根本无法滤除直流分量，这种方案只适用于那种提供互补信号输出的DDS芯片，原始信号与互补信号相减才能去除直流分量得到双极性信号
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非常基础的一个问题
& && && && && & 本人 于 ↑ 这个时间，路过此地& &
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楼主的DDS（AD9832）的负极和TDA2030的GND互相连接
DDS（AD9832）的输出接到vi
然后不要图片当中的喇叭 ， 也不要哪个输出电容2000UF
然后在TDA2030的4脚和地之间串联一个变压器作为负载
得到的效果变压器的次级输出可正可负的信号&&例如+5V到-5V的范围
这个可正可负的信号就是双极性的信号 达到了楼主的要求了
变压器不能升高或者降低直流信号的电压&&实现了隔离直流的功能
是DDS（AD9832）输出的范围 例如1.0V到2.9V是一个单极性的信号
不一定硬性要求输入是一个双极性的信号才能获得双极性的输出信号
还有DDS（AD9832）输出0-1.0V 对变压器不起作用，隔离直流了
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但是问题是功放IC为双电源供电，为了做到中点对齐，故要求前级输入信号也是双极性的对称信号，
按照楼主的意思
因为后级要求双极性输出 ，所以前级也要双极性的信号输入
你这个因果关系不成立
你说这句话，表明你对电容变压器还没有彻底理解
& && && && && & 本人 于 ↑ 这个时间，路过此地& &
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按照楼主的意思
因为后级要求双极性输出 ，所以前级也要双极性的信号输入
你这个因果关系不成立
你说这句话，表明你对电容变压器还没有彻底理解
LZ好好思考这句话，LS说得很对
敬畏耶和华是知识的开端。
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yuyangworld 发表于
这样说有什么根据吗？有没有其他方案？
你随便画个电路仿真一下可知.
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xmar 发表于
用双电源供电的运放减法电路，减去DDS输出直流偏压。
关键是直流分量的幅值是变动的，无法确定要减去的直流偏压的幅值
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输出用电容就行了
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<font color="#3654789 发表于
楼主的DDS（AD9832）的负极和TDA2030的GND互相连接
DDS（AD9832）的输出接到vi
然后不要图片当中的喇叭 ， ...
感谢大侠的参与，但是我还是有些疑问,你说的DDS负极是指其模拟地吧？
1、你这个图中功放的输入端有一个1uF的隔直电容，也是说这个电路应用的就是第一个方案的高通滤波的方法，也就存在所述的延时问题；
2、我信号处理的目的就是便于后级功放的功率放大，而你这个电路却是这一级就利用功放进行功率放大，为了得到双极性信号（即滤掉直流分量）又在后级加了变压器，这种方法也就是我帖子中提到的第3中方案，也存在着很多不足，对于接近直流的超低频的交流信号很难起作用，其次直流分量会对变压器产生直流偏磁的不利影响，可能会损坏功放，我就有血的教训，另外这种方法由于漏磁的阻抗和初次级的直流阻抗的影响，其失真可能更大；
3、关于前级输入信号的中点与功放供电中点对齐的问题，因为我后级的功放是正负对称电源供电，所以前级最好是关于零点对称的双极性信号输入，这样才能保证功放有最大的不失真输出，你提供的这个图就是这样的
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shalixi 发表于
你随便画个电路仿真一下可知.
最好有理论支持，我的目标有两个，一是失真小，二是延时小
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