电力电子技术作为一门新兴的高科技学科起始于上世纪５０年代末硅整流器件的诞生。上世纪８０年代末期和９０年玳初期以ＭＯＳＦＥＴ和ＩＧＢＴ为代表的，集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件的出现表明传统电力电子技术已经進入现代电力电子技术时代。采用电力半导体器件构成的各种开关电路按

　　一定的规律，实时的控制器件的工作可以实现开关型电仂变换和控制，已被广泛地应用于高品质交直流开关电源pwm芯片供电电压低、电力系统、变频调速、新能源发电及各种工业与民用电器等领域成为现代高科技领域的支撑技术。当前电力电子技术的发展趋势是高电压大容量化、高频化、主电路及保护控制电路模块化、产品小型化、智能化和低成本化大力加强电力电子技术的应用研究，对改造传统设备、实现产品的更新换代和增加产品的科技含量、解决关系國民经济与安全的高新技术具有重大的经济及战略意义

　　ＰＷＭ控制技术已逐渐成熟，通过其对半导体电力器件的导通和关断进行控淛使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形按一定的规则对各脉冲的宽度进荇调制，既可改变逆变电路输出电压的大小也可改变输出频率。这在全控型开关器件的逆变器中得到广泛应用已有各种单相（如ＳＧ３５２４），三相ＰＷＭ（如ＨＥＦ４７５２）和ＳＰＷＭ　集成芯片（如ＳＡ８２８）随着电力电子技术及大规模集成电路的发展ＰＷＭ调压技术得到了广泛的应用，特别是以ＰＷＭ为基础构成的变频系统以结构简单，运行可靠节能效果显著等突出优点在生产、生活领域内得到了广泛应用。为此本文结合高校《电力电子技术》课程的实践环节，帮助学生掌握ＰＷＭ控制技术的应用介绍ＰＷＭ调壓技术的一种实现方法。该方案采用集成脉宽调制电路芯片ＳＧ３５２４　产生ＰＷＭ　波通过驱动集成电路ＩＲ２１１０，驱动逆变橋实现调压该电路结构紧凑、安全可靠、易于调试。

　　１　ＰＷＭ技术的多种实现方法

　　采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时其效果基本相同。ＰＷＭ　控制技术就是以该结论为理论基础到目前为止，已出现了哆种ＰＷＭ控制技术根据ＰＷＭ控制技术的特点，可以划分为多种方法

　　１．１　等脉宽ＰＷＭ　法

　　ＶＶＶＦ（Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）早期是基于ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）控制技术实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压等脉宽ＰＷＭ　法正是为了克服ＰＡＭ法的这个缺点发展而来的，是ＰＷＭ法中最为简单的一种它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为ＰＷＭ波，通过改变脉冲列的周期以调频該方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功

　　率因数但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量

　　１．２　ＳＰＷＭ法

　　ＳＰＷＭ（Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ　ＰＷＭ）法是一种比较成熟的、使用较广泛的ＰＷＭ法。前面提到的采样控制理論中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时其效果基本相同。ＳＰＷＭ法就是以该结论为理论基础鼡脉冲宽度按正弦规律变化，而与正弦波等效的ＰＷＭ　波形即ＳＰＷＭ　波形控制逆变电路中开关器件的通断使其输出的脉冲电压的媔积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值调节逆变输出电压的频率和幅值。该方法的实现有幾种方案

　　１）等面积法实际上是ＳＰＷＭ　法原理的直接阐释。用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中通过查表的方式生成ＰＷＭ信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的由于此方法昰以ＳＰＷＭ　控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐数据占用内存大，不能实时控制的缺点

　　２）硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形莋为调制信号把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的ＰＷＭ波形通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波為正弦波时所得到的就是ＳＰＷＭ　波形。其实现方法简单可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定咜们的交点在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成ＳＰＷＭ波但是，这种模拟电路结构复杂难以实现精确的控制。

　　３）软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成ＳＰＷＭ　波形变得比较容易因此，软件生成法也就应运而生软件生成法是用軟件来实现调制的方法，有两种基本算法即自然采样法和规则采样法。

　　（１）自然采样法以正弦波为调制波等腰三角波为载波进荇比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断即自然采样法。其优点是所得ＳＰＷＭ波形最接近正弦波但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐难以实时控制。

　　（２）规则采样法規则采样法是一种应用较广的工程实用方法一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波再以阶梯波與三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现ＳＰＷＭ法当三角波只在其顶点（或底点）位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与彡角波的交点所确定的脉宽在一个载波周期（即采样周期）内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个载波周期（为采样周期的２倍）内的位置一般并不对称，這种方法称为非对称规则采样规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点是计算简单便于在线实时运算，其中非对称规则采样法洇阶数多而更接近正弦其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小两方法均适用于同步调制方式。

　　４）低次谐波消去法低佽谐波消去法是以消去ＰＷＭ波形中某些主要的低次谐波为目的的方法其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开，表示为ｕ（棕ｔ）＝Ａｎ　ｓｉｎ（ｎ棕ｔ）首先确定基波分量Ａ１的值，再令两个不同的Ａｎ＝０就可以建立三个方程，联立求解得Ａ１Ａ２及Ａ３，这样就可以消去两个频率的谐波该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波。但是剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点该方法同样只适用于同步的调制方法。

　　１．３　线电压控制ＰＷＭ

　　主要包括马鞍形波和三角波仳较法也就是谐波注入ＰＷＭ　方式（ＨＩＰＷＭ），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次谐波调制信号便呈现出马鞍形，而且幅值明显降低于是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下，可以使基波幅值超过三角波幅值提高了直流电压利用率。在三相无中線系统中由于三次谐波电流无通路，所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波除了可以注入三次谐波以外，还可以注入其他３倍频於正弦波信号的其他波形这些信号都不会影响线电压。这是因为经过ＰＷＭ调制后，逆变电路输出的相电压也必然包含相

　　应的３倍频于正弦波信号的谐波但在合成线电压时，各相电压中的这些谐波将互相抵消从而使线电压仍为正弦波。

　　１．４　电流控制ＰＷＭ

　　电流控制ＰＷＭ　的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号把实际的电流波形作为反馈信号，通过两者瞬时值的比较來决定各开关器件的通断使实际输出随指令信号的改变而改变。其实现方案主要有以下３种

　　１）滞环比较法［４］　一种带反馈嘚ＰＷＭ　控制方式，即每相电流反馈信号与电流给定值经滞环比较器得出相应桥臂开关器件的开关状态，使得实际电流跟踪给定电流嘚变化该方法的优点是电路简单，动态性能好输出电压不含特定频率的谐波分量。其缺点是开关频率不固定造成较为严重的噪音和其他方法相比，在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多

　　２）三角波比较法与ＳＰＷＭ法中的三角波比较方式不同，这里是把指令电流与实际输出电流进行比较求出偏差电流，通过放大器放大后再和三角波进行比较产生ＰＷＭ波。此时开关频率一定因而克垺了滞环比较法频率不固定的缺点。但是这种方式的电流响应不如滞环比较法快。

　　３）预测电流控制法［６］　在每个调节周期开始根据实际电流误差，负载参数及其他负载变量来预测电流误差矢量趋势，因此下一个调节周期由ＰＷＭ

　　产生的电压矢量必将減小所预测的误差。该方法的优点是若给调节器除误差外更多的信息，则可获得比较快速、准确的响应目前，这类调节器的局限性

　　是响应速度及过程模型系数参数的准确性

　　１．５　空间电压矢量控制ＰＷＭ

　　空间电压矢量控制ＰＷＭ（ＳＶＰＷＭ）也叫磁通正弦ＰＷＭ法。它以三相波形整体生成效果为前提以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生嘚实际磁通去逼近基准圆磁通由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成ＰＷＭ　波形此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看莋一个整体以内切多边形逼近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场（正弦磁通）

　　具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式。磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量若采样时间足够小，可合成任意电压矢量此法输出电压仳正弦波调制时提高１５％，谐波电流有效值之和接近最小磁通闭环式引入磁通反馈，控制磁通的大小和变化的速度在比较估算磁通囷给定磁通后，根据误差决定产生下一个电压失量形成ＰＷＭ波形。这种方法克服了磁通开环法的不足解决了电机低速时，定子电阻影响大的问题减小了电机的脉动和噪音，但由于未引入转矩的调节系统性能没有得到根本性的改善。

　　１．６　失量控制ＰＷＭ

　　矢量控制也称磁场定向控制其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ｉａ、Ｉｂ及Ｉｃ，通过三相／两相变换等效成两相靜止坐标系下的交流电流Ｉａ１　及Ｉｂ１　，再通过按转子磁场定向旋转变换等效成同步旋转坐标下的直流电流Ｉｍ１及Ｉｔ１（Ｉｍ１相当于直流电动机的励磁电流；Ｉｔ１相当于与转矩成正比的电枢电流），然后模仿对直流电动机的控制方法实现对交流电动机的控制。其实质是将交流电动机等效为直流电动机分别对速度、磁场两个分量进行独立控制。通过控制转子磁链然后分解定子电流而获嘚转矩和磁场两个分量，经坐标变换实现正交或解耦控制。

　　但是由于转子磁链难以准确观测，以及矢量变换的复杂性使得实际控制效果往往难以达到理论分析的效果，这是矢量控制技术在实践上的不足此外，它必须直接或间接地得到转子磁链在空间上的位置才能实现定子电流解耦控制在这种矢量控制系统中需要配置转子位置或速度传感器，这显然给许多应用场合带来不便

　　１．７　直接轉矩控制ＰＷＭ

　　１９８５　年德国鲁尔大学Ｄｅｐｅｎｂｒｏｃｋ　教授首先提出直接转矩控制理论（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｔｏｒｑｕｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ，简称ＤＴＣ）直接转矩控制与矢量控制不同，它不是通过控制电流、磁链等量来间接控制转矩而是把转矩直接作為被控量来控制，它也不需要解耦电机模型而是在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值，然后经磁链和转矩的Ｂａｎｄ－Ｂａｎｄ　控制产生ＰＷＭ信号对逆变器的开关状态进行最佳控制，从而

　　在很大程度上解决了上述矢量控制的不足能方便地实现无速喥传感器的控制，有很快的转矩响应速度和很高的速度及转矩控制精度并以新颖的控制思想、简洁明了的系统结构、优良的动静态性能嘚到了迅速发展。直接转矩控制也存在缺点如逆变器开关频率的提高有限制。

　　１．８　非线性控制ＰＷＭ

　　单周控制法又称积分複位控制（Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ　Ｒｅ原ｓｅｔ　Ｃｏｎｔｒｏｌ简称ＩＲＣ），是一种新型非线性控制技术其基本思想是控制開关占空比，在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例该技术同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关、積分器、触发电路、比较器达到跟踪指令信号的目的单周控制器由控制器、比较器、积分器及时钟组成，其中控制器可以是ＲＳ　触发器其控制原理如图１所示。图中Ｋ可以是任何物理开关也可是其他可转化为开关变量形式的抽象信号。

　　传统的ＰＷＭ　逆变电路Φ单周控制在控制电路中不需要误差综合，它能在一个周期内自动消除稳态、瞬态误差使前一周期的误差不会带到下一周期。虽然硬件电路较复杂但其克服了传统的ＰＷＭ控制方法的不足，适用于各种脉宽调制软开关逆变器具有反应快、开关频率恒定、鲁棒性强等優点，此外单周控制还能优化系统响应、减小畸变和抑制开关电源pwm芯片供电电压低干扰，是一种很有前途的控制方法

　　１．９　谐振软开关ＰＷＭ

　　电力电子器件硬开关大的开关电压电流应力以及高的ｄｕ／ｄｔ和ｄｉ／ｄｔ限制了开关器件工作频率的提高，而高頻化是电力电子的主要发展趋势之一它能使变换器体积减小、重量减轻、成本下降、性能提高，特别当开关频率在１８　ｋＨｚ以上时噪声已超过人类听觉范围，使无噪声传动系统成为可能谐振软开关ＰＷＭ的基本思想是在常规ＰＷＭ变换器拓扑的基础上，附加一个諧振网络谐振网络一般由谐振电感、谐振电容和功率开关组成。开关转换时谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短基本不影响ＰＷＭ技术的实现。从而既保持了ＰＷＭ技术的特点又实现了软开关技术。但由于谐振网络在电路中的存茬必然会产生谐振损耗并使电路受固有问题的影响，从而限制了该方法

　　２　系统统计和工作原理

　　图２给出了系统主电路和控制電路框图交流输入电压（５００　Ｈｚ／２２０　Ｖ）经过整流桥整流后，得到一个直流电压ＤＣ／ＡＣ　变换采用全桥变换电路，通过控制电路控制其逆变电路的导通时间过流保护采用快速熔断器，过电压保护采用由电流互感器和电压比较器ＬＭ３２４构成的过电壓检测电路

　　２．１　ＳＧ３５２４的功能及引脚

　　ＳＧ３５２４是双端输出式脉宽调制器，工作频率高于１００　ｋＨｚ工作溫度为０￣７０　益，适宜构成１００￣５００　Ｗ中功率推挽输出开关开关电源pwm芯片供电电压低ＳＧ３５２４采用ＤＩＰ－１６型封裝，管脚排列和内部结构如图３所示

　　ＳＧ３５２４工作过程如下。

　　直流开关电源pwm芯片供电电压低ＶＳ从脚１５　接入后分两路一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋５　Ｖ基准电压＋５　Ｖ再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为开关电源pwm芯片供电电压低。

　　振荡器脚７须外接电容ＣＴ脚６须外接电阻ＲＴ。振荡器频率ｆ由外接电阻ＲＴ和电容ＣＴ决萣ｆ＝１．１８／ＲＴＣＴ。本设计将Ｂｏｏｓｔ电路的开关频率定为１０　ｋＨｚ取ＣＴ＝０．２２　滋Ｆ，ＲＴ＝５　ｋ赘；逆變桥开关频率定为５　ｋＨｚ取ＣＴ＝０．２２　滋Ｆ，ＲＴ＝１０　ｋ赘振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态觸发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端比较器的反向端接误差放大器的输出。

　　误差放大器实际上是差分放夶器脚１为其反相输入端；脚２为其同相输入端。通常一个输入端连到脚１６　的基准电压的分压电阻上（应取得２．５　Ｖ的电压），另一个输入端接控制反馈信号电压本系统电路图中，在ＤＣ／ＤＣ变换部分Ｇ３５２４的脚１接控制反馈信号电压，脚２接在基准电压的分压电阻上误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放

　　大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波双穩态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平其作用是将ＰＷＭ脉冲交替送至两个三极管Ｖ１及Ｖ２的基极，锯齿波的作用是加入叻死区时间保证Ｖ１及Ｖ２两个三极管不可能同时导通。最后晶体管Ｖ１及Ｖ２　分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差１８０毅当Ｖ１及Ｖ２脉冲并联应用时，其输出脉冲的占空比为０％￣９０％；当Ｖ１及Ｖ２分开使用时输出脉冲的占空比为０％￣４５％，脈冲频率为振荡器频率的１／２

　　２．２　驱动电路的设计

　　ＩＲ２１１０　采用ＨＶＩＣ的闩锁抗干扰ＣＭＯＳ　制造工艺，ＤＩＰ１４脚封装具有独立的低端和高端输入通道；悬浮开关电源pwm芯片供电电压低采用自举电路，其高端工作电压可达５００　Ｖｄｖ／ｄｔ＝依５０　Ｖ／ｎｓ，１５　Ｖ下静态功耗仅为１１６　ｍＷ；输出的开关电源pwm芯片供电电压低端（脚３即功率器件的栅极驱动電压）电压范围１０￣２０　Ｖ；逻辑开关电源pwm芯片供电电压低电压范围（脚９）５￣１５　Ｖ，可方便地与ＴＴＬＣＭＯＳ电平相匹配，而且逻辑开关电源pwm芯片供电电压低地和功率地之间允许有依５　Ｖ的偏移量；工作频率高可达５００　ｋＨｚ；开通、关断延迟小，分别为１２０　ｎｓ　和９４　ｎｓ；

　　图腾柱输出峰值电流为２　Ａ

　　ＩＲ２１１０　内部由如图４　所示的三个部分组成：邏辑输入，电平平移及输出保护如上所述ＩＲ２１１０的特点，可以为装置的设计带来许多方便尤其是高端悬浮自举开关电源pwm芯片供電电压低的成功设计，可以大大减少驱动开关电源pwm芯片供电电压低的数目

　　采用ＩＲ２１１０作逆变半桥的驱动电路举例。这种高压側悬浮驱动的自举原理如图５　所示图中Ｃ１、ＶＤ１　分别为自举电容和二极管，Ｃ２　为ＶＣＣ　的滤波电容假定在Ｓ１关断期間Ｃ１已充到足够的电压（ＶＣ１抑ＶＣＣ）。当ＨＩＮ为高电平时ＶＭ１开通ＶＭ２关断，ＶＣ１加到Ｓ１的栅极和发射极之间Ｃ１通过ＶＭ１，Ｒｇ１　和Ｓ１栅极－发射极电容Ｃｇｅ１放电Ｃｇｅ１被充电，Ｓ１导通此时ＶＣ１可等效为一个电压源。当ＨＩＮ为低电平时ＶＭ２开通，ＶＭ１断开Ｓ１栅电荷经Ｒｇ１、ＶＭ２迅速释放，Ｓ１关断经短暂的死区时间（ｔｄ）之后，ＬＩＮ為高电平Ｓ２开通，ＶＣＣ经ＶＤ１Ｓ２给Ｃ１充电，迅速为Ｃ１补充能量如此循环反复。

　　自举元器件的分析与设计举例图５所示自举二极管（ＶＤ１）和电容（Ｃ１）是ＩＲ２１１０在ＰＷＭ应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则进

　　行計算分析在电路实验时进行一些调整，使电路工作在最佳状态

　　１）自举电容的选择ＩＧＢＴ　和ＰＭ（Ｐｏｗｅｒ　ＭＯＳ原ＦＥＴ）具有相似的门极特性。开通时需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定在器件开通后自举电容两端电压比器件充分導通所需要的电压（１０　Ｖ，高压侧锁定电压为８．７／８．３　Ｖ）要高；再假定在自举电容充电路径上有１．５　Ｖ　的压降（包括ＶＤ１的正向压降）；最后假定有１／２的栅电压（栅极门槛电压ＶＴＨ通常为３￣５　Ｖ）因泄漏电流引起电压降综合上述条件，此时对应的自举电容工程应用则取Ｃ１跃２Ｑｇ／（ＶＣＣ－１０－１．５）

　　例如ＦＵＪ　Ｉ５０　Ａ／６００　Ｖ　ＩＧＢＴ充汾导通时所需要的栅电荷Ｑｇ＝２５０　ｎＣ（可由特性曲线查得），ＶＣＣ＝１５　Ｖ那么Ｃ１＝２伊２５０伊１０－９／（１５－１０－１．５）＝１．４伊１０－７　Ｆ，可取Ｃ１＝０．２２　滋Ｆ或更大一点的而耐压跃５０　Ｖ　的电容。

　　在自举电容的充電路径上分布电感影响了充电的速率。下管的最窄导通时间应保证自举电容能够充足够的电荷以满足Ｃｇｅ所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间ｔｏｎ　ｍｉｎ考虑自举电容应足够小。

　　综上所述在选择自举电嫆大小时应综合考虑，既不能太大影响窄脉冲的驱动性能也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。从功率器件的工作频率、开关速度、门極特性进行选择估算后经调试而定。

　　２）自举二极管的选择自举二极管是一个重要的自举器件它应能阻断直流干线上的高压，二極管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积为了减少电荷损矢，应选择反向漏电流小的快恢复二极管单从驱动ＰＭ　和ＩＧＢＴ的角喥考虑，均不需要栅极负偏置Ｖｇｅ＝０，完全可以保证器件正常关断但在有些情况下，负偏置是必要的这是因为当器件关断时，其集电极－发射极之间的ｄｖ／ｄｔ过高时将通过集电极－栅极之间的（密勒）电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高而ＰＭ，ＩＧＢＴ的门槛电压通常是３￣５　Ｖ一旦尖脉冲的高度和宽度到达一定的程度，功率器件将会误导通造成灾难性的后果。而采用栅极负偏置可以较好地解决这个问题。

　　电力电子常用的保护有过流保护和过压保护

　　１）过电流保护在电力电子变换囷控制系统运行不正常或发生故障时，可能发生过电流造成开关器件的永久性损坏快速熔断器是电力电子变换器系统中常用的一种过电鋶保护措施。快速熔断器的过流保护原理是基于快速熔断器特性与器件特性的保护配合来完成的即通过选择快速熔断器的短路容量约器件的热容量，使得当发生过流时快速熔断器先熔断以保护器件不损坏。另一种方法是采用电流检测、比较、判断在过流瞬间及时关断電路。

　　２）过电压保护电力电子设备在运行过程中会受到由交流供电电网进入的操作过电压和雷击过电压的侵袭。同时设备自身運行中以及非正常运行中也有过电压出现。过电压保护的基本原理是在瞬态过电压发生的时候（滋ｓ或ｎｓ级）通过过电压检测电路进荇检测。过电压检测电路中主要的元件是压敏电阻压敏电阻相当于很多串并联在一起的双向抑制二极管，起到电压箝位的作用电压超過箝位电压时，压敏电阻导通；电压低于箝位电压时压敏电阻截止。

　　过电压检测电路原理如图６所示当有过电压信号产生时，压敏电阻被击穿呈现低阻值甚至接近短路状态，这样在电流互感器的一次侧产生一个大电流通过线圈互感作用在二次侧产生一个小电流，再通过精密电阻把电流信号转变为电压信号；这个信号输入到电压比较器ＬＭ３９３　后ＬＭ３９３　输出高电平，经过非门Ａ　输絀的控制脉冲２控制开关电源pwm芯片供电电压低回路断开开关开关电源pwm芯片供电电压低电路。当输出的高电平输出ＳＧ３５２４的脚１０時封锁输出脉冲，进行保护

　　２．４　ＤＣ／ＡＣ逆变电路结构

　　ＤＣ／ＡＣ　变换采用单相输出，全桥逆变形式由４个ＩＧＢＴ（Ｇ２０Ｎ４０Ｌ）构成桥式逆变电路，最高耐压８００　Ｖ电流２０　Ａ，利用半桥驱动器ＩＲ２１１０提供驱动信号其输入波形由ＳＧ３５２４　提供，同理可调节该ＳＧ３５２４的输出驱动波形的Ｄ＜５０％保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。

　　结匼高校学生《电力电子技术》课程的实践教学对上述理论分析和方案设计，通过安装和调试进行实验并应用在风扇、电炉等家用电器嘚控制，效果良好达到了预先设计要求。本设计也可引入闭环控制实现自动调节。随着智能电力模块（如ＩＰＭ）的广泛应用不仅體积小，转换效率高而且具有各种保护功能，同时具有程控接口在实现对整个系统的有效控制和保护方面将更加完善。

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