LLC谐振式DC/DC变换器的设计与开发
电力电子技术的发展使得电源技术对于电源的大小、效率、开关损耗以及开关频率等技术特点要求越来越高。LLC谐振式变换器与PWM变换器（硬开关技术）相比，具有较高的开关频率，开关损耗较小，高效率，体积重量小等特点。所以LLC谐振变换器在市场方面占有着越来越重要的份额。本文针对LLC谐振变换器的核心技术进行了深入细致的研究，主要内容为：（1）研究了硬开关电路的不足及其缺陷性，分析了软开关电路的开通关断时损耗情况，简要叙述了几类谐振电路，并分析它们的不同，指出了LLC谐振变换器的优点及特性，明确了论文选题的重要意义。（2）基于基频分析方法(FHA)对LLC谐振变换器进行建模分析，分析了LLC谐振变换器的开关网络模型，谐振腔模型和整流滤波模型，分析了它们之间的关系，并建立统一模型，得出输入电压和输出电压的关系表达式，根据直流电压增益公式分析了品质因数和电感系数对直流电压增益的影响，运用工程软件MathCAD软件对直流电压增益进行分析，得出了&
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伴随着功率半导体元器件的发展，高频化已成为一种发展趋势，高频变换能够显著减小功率变换器的体积、重量，从而有效地提高变换器的功率密度，但传统的PWM变换器已经很难适应高频化的发展趋势。相比于PWM变换器，谐振变换器具有开关工作频率高、开关损耗小、效率高、允许输入电压范围宽、体积小、重量轻、开关应力小、EMI噪声小等优点。并且LLC谐振变换器能在全负载范围内实现开关管的ZVS，副边整流二极管实现ZCS，有效降低了开关损耗，大大提高了电源效率。此外，LLC谐振变换器还可实现谐振电感和变压器的磁集成。基于上述优点，LLC谐振变换器在现代开关电源中得到了广泛的使用。本文首先对谐振变换器的基本分类和自的优缺点进行了总结和归纳，并与传统的PWM变换器行了对比，总结出了LLC谐振变换器的主要优点；详细分析了LLC谐振变换器的工作原理，对其在各个频率范围内的工作波形分别作了深入探讨；基于FHA(基波分析法)的方法对LLC谐振变换器的稳态直流增益特...&
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0引言由于LLC谐振变换器可以在全负载范围内实现原边开关管的零电压开关,副边整流二极管能够实现零电流关断,这样产生的电磁干扰小,容易满足开关电源高效率、高功率密度的要求,得到了越来越多的研究与应用[1-2]。但是LLC谐振变换器电路特性比较复杂,这也导致其参数设计较为复杂抽象,阻碍了LLC谐振变换器的实际应用[3-4]。本文给出了LLC谐振网络的参数设计与优化的方法,并通过实验对该参数设计方法进行了验证。1拓扑结构图1给出了半桥LLC谐振变换器的主电路拓扑,Q1、Q2为理想开关管,D1、D2为其体二极管,Coss1、Coss2为相应的寄生电容,Lr为谐振电感、Cr为谐振电容,Lm为变压器激磁电感,DR1、DR2为整流二极管。图1 LLC谐振变换器拓扑谐振网络由3个谐振元件:Lr、Lm和Cr组成,因此该谐振网络存在不同的谐振频率。当Lr和Cr谐振时,其谐振频率为:fr=12πLrCr姨(1)当Lr和Lm串联,与Cr谐振,此时的谐振...&
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ＬＬＣ一型串并联谐振变换器小信号电路模型胡广莉（华南师范大学物理系广州５１０６３１）王定中（华南理工大学无线电系广州５１０６４１）摘要本文借用自动控制理论中主导极点的概念，指出在静态时，谐振变量决定于代表谐振持性的主导极点，而滤波变量则由于滤波极点的作用，近似为直流（忽略纹波）；在动态时，控制频率的变化相对开关频率的变化为慢变化，慢变化仅仅引起样点的变化。在这一理论指导下，推导出混合串并联型谐振变换器小信号电路模型。关键词：建模；慢变化；小信号；谐振变换器；开关频率中图法分类号：ＴＮ７２２．２５０引言混合串并联型谐振变换器能克服串联谐振变换器和并联揩振变换器的缺点，是一种较为实用的变换器电路。任何一种开关功率变换器的设计，需要考虑变换器的稳态特性（如输出电压，功率的大小，效率及纹波系数等）和动态特性（如负载调整率，电网电压调整率，负载瞬态响应，输出稳定性等）．因此，对开关功率变换器的分析方法的研究是极为重要的课题。目前，对谐振变...&
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随着科学技术的快速进步,模块化、高频化以及高可靠性的电力电子装置在工业及日常生活中得到广泛的应用。但是,大量电力电子装置广泛的接入电网,会引起电网谐波污染,影响电网的正常工作。因此,发展绿色的、高效的电力电子装置是社会发展的要求。本文以分布式电源系统的前端AC/DC变换器为研究对象,提出了一种两级电路结构的高功率因数LLC谐振变换器装置。前级电路结构为无桥Boost功率因数校正器,后级电路结构为半桥LLC谐振变换器,装置在提高功率因数与电路效率方面效果显著,因此备受关注。本文首先介绍了无桥Boost功率因数校正器的工作原理,并采用平均电流模式作为无桥Boost功率因数校正器的控制方案,实现电压与电流的双闭环控制。本文通过小信号分析法建立了无桥Boost功率因数校正器的小信号模型,推导出系统总的开环传递函数,并利用无损吸收技术改善开关管的开关轨迹,降低开关管两端电压的变化速率。其次,本文对半桥LLC谐振变换器的拓扑结构进行了分析,...&
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1.LLC谐振变换器概述近年来,由于LLC谐振变换器具有多样化的优势,比如,高效、简单,逐渐成为电力技术领域研究的重大课题。它远远优于传统类型的谐振变换器,同时具备串、并联谐振变换器优点,输出调节范围比较宽阔,开关损耗也不是特别大,更为重要的是,可以在全负载范围内顺利实现ZVS开通。就LLC谐振变换器而言,变换控制是其常用的控制方法,即根据各方面具体情况,合理调节开关管已有的工作频率,适当改变变换器具有的增益特性,这样在宽输入电压范围内便可以顺利满足具体的增益客观需求。2.基于数字控制的LLC谐振变换器■2.1 LLC谐振变换器硬件结构就LLC谐振变换器而言,其硬件系统主要由两部分组成,数字控制器、LLC谐振型DC-DC变换器,主电路是其不可或缺的关键性组成要求,可以顺利转换能量。同时,数字控制单元也处于核心位置,可以顺利生成开关管PWM驱动信号,在采样输出信号作用下,可以有效控制、保护整个设备系统。■2.2 LLC谐振变换器外...&
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Mathcad精确计算--最优化开关电源设计大揭秘
[导读]逆向思维设计开关电源，采用与一般教科书相反的设计思路，重要的是思想。模块化设计开关电源，全方位精确计算主电路模块、控制电路模块、环路模块、EMI模块。以反激为例，采用mathcad软件全面精确计算，如何最优化设 ...
逆向思维设计开关电源，采用与一般教科书相反的设计思路，重要的是思想。模块化设计开关电源，全方位精确计算主电路模块、控制电路模块、环路模块、EMI模块。以反激为例，采用mathcad软件全面精确计算，如何最优化设计之？你是喜欢花较多时间坐在电脑前设计开关电源参数，然后仅仅花少量时间坐在实验桌前调试开关电源？还是喜欢反之？相信更多人喜欢前者，我也是如此。其实90%的电源设计都可以在电脑前完成，而在实验桌前需要完成的只是仅占10%的电源设计。&接下来将以一款反激电源为例，揭示如果精确计算开关电源的每一个器件参数，以及如何最优化设计开关电源。将要设计的电源指标为：输入：交流90-264V，50Hz输出：24V3.5A，8V1.2A以下分别计算主电路、控制电路、环路、EMI，以确定所有器件参数。&首先计算主电路参数：根据电源指标：1、输入电压：Ui=90-264V2、输入频率：fi=50Hz3、输出电压：Uo=24V, 8V4、输出电流：Io=3.5A, 1.2A计算：1、输出电阻：Ro=Uo/Io2、输出功率：Po=Uo*Io假定效率η=85%，计算：3、输入功率：Pi=Po/η采用mathcad软件可自动计算，将繁琐的计算任务交给电脑处理，则以上计算如下图所示：主电路分2部分：1、AC-DC整流部分，即输入交流电压Ui-母线电压Ug部分；2、DC-DC部分，即母线电压Ug-输出电压Uo部分。&AC-DC部分：首先要确定母线电解电容的容值。这个怎么选？有些人会根据经验选择输出功率的3倍作为容值，比如输出30W，就选100uF的电容（30*3=90uF）。这样选择，误差较大，而且仅适合全输入电压范围的电源，如果不是全输入电压范围，就无参考意义。这里根据等效原理图来计算如何选择，如下图： 1、整流桥导通区：当输入电流大于0A时，即ii&0A时，输入电压源通过D1、D2（负半周为D3、D4）给电容C充电，同时给恒功率负载供电，所以ug=|ui|=2^0.5*Ui*sin(2*3.14*f*t)；2、整流桥截至区：当输入电压的绝对值小于母线电压时，即|ui|&ug，电容C放电，给恒功率负载供电，所以ic=C*dug/dt即ug=ug0+(1/C)*∫ic*dt。 &具体计算过程如下：1、假定C的容值；2、计算由导通区转为截至区的时刻t0（即输入电流=0A的时刻）与此时刻的ug（ug0），根据方程：ii=ic+ig=C*dug/dt+Pi/ug=0A；3、计算截至区的时间△t=t1-t0与t1时刻的ug（ug1），根据方程：0.5*C*(ug1^2-ug0^2)=Pi*△t；其中ug1=2^0.5*Ui*sin(2*3.14*f*t1)；4、根据母线波谷电压ug1与纹波电压△ug=2^0.5*Ui-ug1，判断所选C是否合适。示意波形图如下，示意波形图取自saber软件：母线波谷电压ug1过小，会导致占空比变化过大，使电源无法正常工作。母线纹波电压△ug过大，会导致输出电压纹波过大。而反之，则需要使用更大容量的电解电容，导致电源成本上升。综上，需要折衷考虑。&以上计算的mathcad计算过程如下图所示：如果将容值Cp改变，mathcad会自动计算，所得结果△ug可能就过大而不合适，或过小而造成浪费。比如改小CP=100uF如下图，可以看到ug1=49V太小而不合适。将导通区与截至区的电压波形统一，即得到mathcad如下图形。并且计算了一个工频周期里的平均值，作为后续计算损耗的计算值。并根据母线电压波形，计算输入电流ii=ic+ig=C*dug/dt+Pi/ug；作为后续输入保险等的选择依据。AC-DC部分：确定输入保险丝的电流值。根据上文计算的输入电流ii，计算i2t值作为参考，以及选用合适额定电流的保险丝，看是否满足电流降额。mathcad计算过程如下：AC-DC部分：如何确定输入热敏电阻。热敏电阻的作用是抑制电源冷启动时的输入冲击电流。以下分别计算稳态损耗、温升，启动瞬态输入冲击电流。假定所选热敏电阻如下所示：稳态部分计算如下：1、根据器件资料的最大电流电阻值R，计算功耗P=I^2*R2、再根据器件资料的耗散系数δ，计算温升ΔT=P/δmathcad计算过程如下：根据计算结果，电流、损耗、温升，看所选的热敏电阻是否合适？要求是要满足一定的降额，但也不能太多以防止浪费成本。暂态部分等效电路图如下： 1、整流桥导通区：电源冷启动瞬间，整流桥导通，交流电压源通过整流桥D1、D2（负半周为D3、D4）给母线电解电容充电；因此是一个强迫交流电压源给一阶RC电路充电。2、整流桥截至区：由于电源还没有软启动，因此负载为空载，母线电解电容电压保持不变。1、整流桥导通区：(ui-ug)/R=C*dug/dt，其中ui=2^0.5*Ui*sin(2*3.14*fi*t+ф)，因为冷启动时的初始相位相位不定，所以理论上要考虑所有情况。这是一阶RC电路，所以根据三要素法解微分方程，其解为：ug=ug(s)+[ug(0)-ug(∞)]*e^(-t/τ)，其中ug(s)为稳态解，即ug(s)=ui(s)*[(1/sC)/(R+sC)]，并写成时域正弦波的形式。2、整流桥截至区：ug保持不变。以上取15度初始相位的示意波形图如下，示意波形图取自saber软件：输入电流波形如上图：1、整流桥导通区：i=(ui-ug)/R；2、整流桥截止区：i=0A；根据电流波形可以计算冷启动最大电流值和I2T，并判断所取热敏电阻是否合适。&暂态部分的mathcad计算如下：此处采用90度初始相位。母线电解电容电压波形：冷启动输入电流波形：根据电流波形计算的冷启动最大输入电流与I2T：这里贴上0度初始相位时的计算波形，可以作为对比： 从这里可以看出不同的初始相位，最大输入冲击电流和I2T会有很大不同，而这仅仅依靠实验是不一定能测出来的，因为实验时，初始相位不一定刚刚好是你需要的相位。 &AC-DC部分：如何确定整流桥这部分内容比较简单，只要简单计算一下：正向平均值电流I、功耗P=VF*I，再计算下结壳温升就可以了。mathcad计算过程如下所示：AC-DC部分：确定输入共模电感，分5部分。1、磁芯的选择；2、假定匝数，计算共模电感量，看其是否满足后续EMI的要求；3、假定线圈直径与并饶数，计算电流密度，看其是否合适；4、根据所选磁芯骨架和匝数，计算共模电感的差模分量，也即漏感；5、计算共模电感的铜损。&所选磁芯为HS72 UU10.5根据以上磁芯的性能指标与尺寸，1、计算每匝电感量AL=μ*Ae/le；2、计算共模电感量L=N^2*AL；3、假定共模电流，计算共模电流引起的最大磁感应强度Bm_cm=(L*i)/(N*Ae)。根据以上磁芯与骨架的尺寸图：1、根据所选的线圈直径与并饶数，计算窗口系数K0=(2*N*S)/Ae，看其是否合适；2、根据所选的线圈直径与并饶数，计算电流密度J=i/S，看其是否合适。如何计算共模电感的差模分量？1、计算差模分量的磁路长度le；2、根据磁路长度计算空气电感Lair=N^2*μ*Ae/le；3、将共模电感等效为2个磁棒电感，并计算等效系数k；4、计算磁棒电感的电感量Ldm=k*Lair，即为差模分量；5、根据输入电流峰值，计算差模电流引起的最大磁感应强度Bm_dm=(L*i)/(N*Ae)；6、计算总的磁感应强度Bm=Bm_cm+Bm_dm，判断其是否合适。最后计算共模电感的铜损P=I^2*R。DC-DC部分：根据前面AC-DC的母线电压的计算结果，分别取最低输入、最高输入时的母线电压波峰、波谷值，以及各自的平均值，共6个母线电压典型值，首先做一些简单的计算。1、假设变压器的绕组匝数；这个匝数需要针对后续多个计算值进行判断，看是否合适，这里先假定是合适的；2、计算辅助电源电压；3、计算母线电压折算到副边后的电压。mathcad如下所示4、计算输出电压，负载电流，负载电阻折算到原边。mathcad如下所示：DC-DC部分：如何初步计算MOS管的压降。MOS管截至时，MOS管的压降等于母线电压加上折算到原边的输出电压；即Uds=Ug+Uo/n。mathcad如下所示DC-DC部分：如何初步计算二级管的压降。二极管截至时，二极管管的压降等于折算到副边的母线电压加上输出电压；即Urm=Ug*n+Uomathcad如下所示可以查看MOS管与二极管的压降，判断所假设的变压器的原副边匝比是否合适。DC-DC部分：计算占空比D（设电压传输比M=Uo/Ug）D1区（MOS开通，二极管关断）：L*ΔI/(D1*T)=Ug；（1式）D2区（MOS关断，二极管开通）：L*ΔI/(D2*T)=Uo/n；（2式）D3区（MOS关断，二极管关断）：分2种情况：1、CCM：D1+D2=1；（3式）2、DCM：(D1+D2)*(ΔI/2)=(Uo/Ro)*n。（4式）在CCM下：联立1、2、3式，即得到：D1=1/(n/M+1), D2=1/(1+M/n)；在DCM下：联立1、2、4式，即得到：D1=M*K^0.5, D2=n*K^0.5；其中K=2*L/(Ro*T)并统一占空比，即为如上计算的值取小，这样就不用区分DCM与CCM了，可以随意设计电源而不考虑是在DCM还是CCM模式，实现平滑自然过渡。再补充D3=1-D1-D2。mathcad计算如下：由D3可以看出，这个电源在低压输入满载输出是工作在CCM模式下，而在高压输入满载输出是工作在DCM模式。DC-DC部分：计算电流值1、根据能量守恒，计算母线电流ig=P/ug=io*uo/2、在D1导通时，计算变压器原边电流i=ig/D1;3、计算电流波形因数K，即电流峰值的一半除以电流平均值；当DCM时，K=1；当CCM时，K=1/(kd*(1+M)^2)；4、计算电流峰值，ip=(1+K)*i。mathcad显示如下：DC-DC部分，如何计算空气隙lg与最大磁感应强度Bm1、空气隙的计算比较容易，即空气隙与等效磁路长度之比即为无气隙电感量与带气隙电感量之比，再除以相对磁导率，即lg/le=(L0/L)/ur；2、最大磁感应强度Bm=L*ip/(N*Ae)；根据计算出来的lg与Bm，判断是否合适，如不合适就要更改原边匝N，原边电感量L等等。mathcad如下所示：DC-DC部分，计算变压器的铜损与磁损1、铜损即为I^2*R2、磁损即为磁损密度乘体积pcv*Vmathcad计算如下：PC40的参数如下图所示EER35磁芯如下所示：EER35骨架如下图所示：DC-DC部分：计算变压器电流密度电流密度J=I/Smathcad计算如下：文章转自电源网作者：电源网版主新月GG　
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南京航空航天大学 博士学位论文 开关电源中磁集成技术的应用研究 姓名：陈乾宏 申请学位级别：博士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：严仰光
南京航空航天大学博士学位论文摘要ｒ磁集成技 术有利于磁件体积重量的减小、磁件损耗的降低、电流纹波 的减小以及电源动态性能 越受到人们的 方式进行归纳、总结。，因而正越来的应用进行分析和研究，一方面利用磁集成技术提高变换器的性能，另一方面对常用的磁件集成文中首先介绍磁集成技术的概念及其作用。旧顾磁集成技术的发展历史，对磁件的分析方法、目前磁集成技术主要应用研究内容以及磁集成技术应用中的具体问题等 （如耦合电感的应用方法、磁件的变换方法以及磁件选择的注意要点等）进行归纳、总结，指出磁集成技术应用的关键是结合具体电路进行集成磁件的选择。厂、一接着总结在变换器中应用磁集成技术的一般过程，并针对磁集成技术应用研究中 通常要面临的磁集成变换器的推导、磁件等效电路的建立这两个问题进行研究，提出利用解耦集成来推导磁集成变换器，建立了磁件等效电路的通用模型。粳磁集成技术研究中的相应工作得到简化，所提出的方法也在论文中磁集成技术的具体研究中得以＿应月ｊ夕ｒ然后分别结合四种具体变换器，研究磁集成技术的应用。结合正反激有源钳位变换器讨论有直流偏磁的变压器和电感的集成。通过分析、对比，、完成磁件选择，研究结果表明磁集成技术可以减小正反激变换器的磁件体积和铁芯损耗。结合正激有源钳位变换器讨论绕组电压成比例的变压器和电感的集成，并提出一 种新型正激有源钳位磁集成变换器，与采用分立磁件的正激变换器和传统集成磁件的正激变换器相比，新型磁集成变换器不仅在磁件体积和铁芯损耗的减少上有优势，还 可明显减小电感电流脉动。结合改进型倍流整流零电压全桥变换器，实现两个绕组电压相位交错的滤波电感 的集成。主要讨论不同集成方式的集成电感对电流脉动的影响，综合考虑集成电感的 差异及变换器的要求，选择解耦集成的反向耦合集成电感。对比研究结果表明反向耦 合的集成电感更有利于磁心体积和铁损的减小。 结合多路输出电源，分析耦合电感对电源性能的影响，并在分析耦合电感各参数 对电流脉动影响的基础上提出：通过改变耦合电感的绕制方法来调整输出电流脉动和输出电压纹波。理论分析和实验结果证明该方法是有效的。厂７最后对磁集成技术的作用、磁集成应用中常用的方法和注意要点、常用的磁件集摘要成方式等进行归纳、总结，为进一步开展磁集成技术的研究和应用打下基础。关键词：磁集成技未√集成磁私正反激銮筮立／正激变换器，有源箝位电路倍流整流电路，零电压开关，全桥变换器，多路输出电源，耦合电感。Ｉｌ南京航空航天大学博士学位论文ＡｂｓｔｒａｃｔＭａｇｎｅｔｉｃｓ―Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ（ＭＩ）ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｈａｖｅ ａｔｔｒａｃｔｅｄ ｍｏｒｅ ａｎｄ ｍｏｒｅ ａｔｔｅｎｔｉｏｎｓ，ｆｏｒ ｔｈｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ ＯＭ）ｃａｌｌ ｈｅｌｐ ｔｏ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ＣＯｒｅ ｌｏｓｓ，ｃｏｒｅ ｓｉｚｅ，ｏｒ ｒｉｐｐｌｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｌｌ ｔｈｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ ｆＤＭ）．Ｔｈｅ ｐｕｒｐｏｓｅ ｏｆｔｈｉｓ ｄｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎ ｉｓ ｔｏ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅ ｔｈｅ ＭＩ ｒｕｌｅｓ ａｎｄ ｔｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｂｙ ｔｈｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆｔｈｅ ＩＭ髂ｗｅｌｌ．Ｒｅｃｅｎｔｌｙ，ｔｈｅＦｉｒｓｔｌｙ，ｔｈｉｓ ｄｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ ｔｈｅｃｏｎｃｅｐｔｏｆ ＭＩ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｒｅｖｉｅｗｓ ｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｉｎｇ ｈｉｓｔｏｒｙ ｏｆ ＭＩ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｓ ｔｈｅ ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ ａｎａｌｙｚｅ ｔｈｅ ｍａｇｎｅｔｉｃｓ ａｎｄｔｈｅ ＩＭ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｉｎ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｏｃｃａｔｉｏｎｓ，ｐｏｉｎｔｓ ｏｕｔ ｔｈａｔ ｔｈｅ ａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅ ｃｈｏｉｃｅ ｏｆｔｈｅ ＩＭ ｉｓｃｒｉｔｉｃａｌ ｉｎ ｔｈｅ ＩＭ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｔｈｅ ｇｅｎｅｒａｌ ｐｒｏｃｅｓｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＭ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｉｓ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｔｈｅｓｉｓ．Ｔｈｅ ｓｉｍｐｌｅ ｍｅｔｈｏｄｓ ｔｏ ｄｅｒｉｖｅ ＩＭ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｇｅｎｅｒａｌ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｔｈｅｍａｇｎｅｔｉｃｓ ａｒｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ，ｗｈｉｃｈ ｓｉｍｐｌｉｓｉｚｅｓｏｍｅ ｐａｒｔ ｏｆｔｈｅ ｗｏｒｋ ｉｎ ｔｈｅ ＩＭａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ａｎｄｈａｖｅ ｂｅｅｎ ａｐｐｌｉｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ ｒｅｓｅａｒｃｈ ｉｎ ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ．Ｔｈｉｒｄｌｙ，ｔｈｅ ｒｅｓｅａｒｃｈｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．ｏｎｔｈｅ ＩＭ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｉｓｐｅｒｆｏｒｍｅｄｉｎ ４ ｔｙｐｅｓ ｏｆ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔＭＩ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｓ ａｐｐｌｉｅｄ ｉｎ Ｆｌｙｂａｃｋ－Ｆｏｒｗａｒｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｌｌ ＡｃｔｉｖｅＣｌａｍｐ ｃｉｒｃｕｉｔ（ＦＦＡＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）ｔｏ ｉｎｔｅｇｒａｔｅ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ｗｉｔｈ ＤＣ ｆｌｕｘ ｂｉａＳ ａｎｄ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｉｎｄｕｃｔｏｒ． ＢａＳｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｄｅｔａｉｌｅｄ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｃｏｍｐａｒｉｓｉｏｎ ｏｆ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ＩＭｓ，ｔｈｅ ａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅ ＩＭ ｉｓｃｈｏｓｅｎ．Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｉｎｄｉｃａｔｅ ｔｈａｔ ｔｈｅ ＩＭ－ＦＦＡＣ ＣＯｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｓｕｐｅｒ ｔｏＤＭ．ＦＦＡＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｎｃｏｒｅｓｉｚｅａｎｄＣＯｒｅ ｌＯＳＳ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ．ｃｏｎｖｅｒｔｅｒＭＩ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉＳ ａｐｐｌｉｅｄ ｉｎ ＦｏｒｗａｒｄｗｉｔｈＡｃｔｉｖｅＣｌａｍｐｃｉｒｃｕｉｔ（ＦＡＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）ｔｏ ｉｎｔｅｇｒａｔｅ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｔｎｃｒ ａｎｄ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｗｈｏｓｅ ｗｉｎｄｉｎｇ－ｖｏｌｔａｇｅ ａｒｅ ｉｎ ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎ．Ａ ｎｏｖｅｌ ＩＭ－ＦＡＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ，ｗｈｉｃｈ ｈａｓ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｎｏｔ ｏｎｌｙ ｉｎ ｔｈｅ ｃｏｒｅ ｌｏｓｓ ａｎｄ ｃｏｒｅ ｓｉｚｅ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ，ｂｕｔ ａｌｓｏ ｉｎ ｔｈｅ ｏｕｐｕｔ ｒｉｐｐｌｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ，ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｌｌ ｔｈｅ ＤＭ－ＦＡＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ａｎｄ ｔｈｅ ｐｒｅｖｉｏｕｓ ＩＭ―ＦＡＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．ＭＩ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｓ ａｐｐｌｉｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｄｏｕｂｌｅｒ－Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｚｅｒｏ－－Ｖｏｌｔａｇｅ―Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｆｔｌｌｌ－Ｂｒｉｄｇｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（ＣＤＲ ＺＶＳ ＦＢ ｃｏｎｖｅｎｅｒ）ｔｏ ｉｎｔｅｇｒａｔｅ ｔｈｅ ｔｗｏ ｏｕｐｕｔａｒｃｉｎｄｕｃｔｏｒｓ ｗｈｏｓｅ ｗｉｎｄｉｎｇ－ｖｏｌｔａｇｅ ＺＶＳ ＦＢ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｐｈａＳｅ．Ｃｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇ ｔｈｅ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｏｆｔｈｅ ＣＤＲ ａｎｄ ｔｈｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ－ｉｎｄｕｃｔｏｒｓ，ｔｈｅ ｄｅｃｏｕｐｌｅｄ ｒｅｖｅｒｓｅｄｎｏｔ ｉｎｃｏｒｅｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ－ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｉｓ ｃｈｏｓｅｎ，ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｐｒｏｖｅｄ ｂｅｔｔｅｒ ｉｎｔｈｅ ｒｅｓｅａｒｃｈ ｒｅｓｕｌｔｓ．ｓｉｚｅ ａｎｄｃｏｒｅｌｏｓｓ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｂｙ１１１ｅ ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ ｔｈｅ ｅｏｕｐｌｃｄ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｉｎ ｍｕｌｔｉ?ｏｕｔｐｕｔｏｕｔｐｕｔ ｒｉｐｐｌｅ ｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｉｎｏｒｏｎｏｕｔｐｕｔ ｄｙｎａｍｉｃｓ．ｔｏａｎｄＣＲＯＳＳｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ ｈａｖｅｂｅｅｎ ａｎａｌｙｚｅｄｄｅｔａｉｌ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓ，ｔｈｅ ｎｏｖｅｌ ｍｅｔｈｏｄｓ ｔｏ ｒｅｇｕｌａｔｅ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｒｉｐｐｌｅ ｃｕｒｒｅｎｔｒｉｐｐｌｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎ ｔｈｅｍｕｌｔｉ－ｏｕｔｐｕｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｉＳ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ．１１陀ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓＩＩＩ摘要ｖｅｒｉｆｙ ｔｈｅ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓ ｏｆｔｈｅ ｍｅｔｈｏｄｓ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ． Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅ ｕｓａｇｅ ｏｆ ｔｈｅ ＭＩ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｔｈｅ ｃｏｍｍｏｎｌｙ ｕｓｅｄ ｍｅｔｈｏｄｓ ｉｎ ｔｈｅ ＩＭ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｕｓｕａｌ ＭＩ ｒｕｌｅｓａｒｅｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ．ｗｈｉｃｈ ｗｉｌｌ ｈｅｌｐ ｔｏ ｔｈｅ ｆｕｒｔｈｅｒ ｒｅｓｅａｒｃｈａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆｔｈｅ ＭＩ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ． ＫＥＹ ＷＯＲＤＳ：Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ，ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＭａ鲫ｃｓ，ＦｏｒｗａｒｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，Ｆｌｙｂａｃｋ―Ｆｏｒｗａｒｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｏｕｂｌｅｒ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，Ａｃｔｉｖｅ－Ｃｌａｍｐ，Ｚｅｒｏ?Ｖｏｌｔａｇｅ―Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，Ｆｕｌｌ―ＢｒｉｄｇｅＭｕｌｔｉ―ｏｕｔｐｕｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ，南京航空航天大学博士学位论文第一章绪论摘要：磁集成技术的应用研究是电力电子学领域内的一个重要研究方向．本章系统地介绍目前国 内外磁集成技术的研究状况，总结在多种场合应用磁集成技术的方法，同时介绍本文的研究意义和研究内容．１．１磁集成技术发展概况１．１．１磁集成技术简介信息产业的迅猛发展，不仅为电源行业提供了巨大的市场和快速发展的动力，同 时也对电源装置的体积、重量、效率、输出动态性能以及系统的可靠性等提出越来越 高的要求【ｌＪ。为了适应电源发展的需要，研发人员进行多种技术的研究和应用，例如：同步整流技术――降低整流器的损耗【２】，软开关技术――减少器件的开关损耗１３１，封 装技术――减小元器件的尺寸、改善散热、提高可靠性１１１，等等，其中，磁性器件的相关技术的研究越来越受到人们的关注【４】。 磁性器件（简称磁件），如变压器、电感，是开关电源的重要组成部分，它是完成能量 储存与转换、滤波和电气隔离的主要器件，主要从以下几个方面影响变换器的整体性能： ①磁件是影响变换器体积、重量的主要因素【５，６】：根据统计，磁件的重量一般是 变换器总重的３０－４０％，体积占总体积的２０－－３０％，对于高频工作、模块化设计的电 源，磁件体积、重量所占的比例还要高于上面给出的数据；②磁件参数的选取（指输出滤波电感的大小）直接影响电源的输出电流脉动和输出动态性能¨’；③磁件的损耗影响变换器的效率１４】；④磁件的寄生参数对开关管的电压、电流应力有很大的影响【８?９１。 为了减小磁件的体积、重量，改善滤波性能，人们通常采用提高频率的办法，但 高频化的方法仍有～定局限性：一方面，频率的提高会受到整机效率的限制【ＩＪ；另一 方面，为了减小磁芯损耗，磁芯高频工作时一般要降额使用，磁芯的利用率不高，限 制了磁件体积的减小【１ ０’“Ｉ。为进一步减小磁件的体积、损耗。同时保证变换器的性能 良好，研发人员对变换器中的磁件作了大量的研究工作，其中磁集成技术的应用就是 一个很好的例子。磁集成技术是将变换器中的两个或多个分立磁件（Ｄｉｓｅｒｅｔｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ， ＤＭ），如电感、变压器等，绕制在一副磁芯上，从结构上集中在一起。ＤＭ集中后的 磁件被称为集成磁件（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ，ＩＭ）。为方便起见，将采用ＤＭ的变换器或开关电源中磁集成技术的应用研究电路简称为ＤＭ变换器或ＤＭ电路，相应有ＩＭ变换器和ＩＭ电路的定义。 采用磁集成技术能够减小磁件的体积、重量，有时还能减小电流纹波、降低磁件 损耗、改善电源动态性能，对提高电源的性能及功率密度有重要意义［６，７，１２】。１．１．２历史回顾由于磁件在电源装置中的重要作用，对磁技术的研究一直伴随着功率变换技术的 发展，其中对磁集成技术的研究可以追溯到７０多年前。 最早的ＩＭ是用于滤波电路中的耦合电感。１９２８年Ｇ．Ｂ．Ｃｒｏｕｓｅ提出采用ＩＭ滤波 电路的专利申请【ｌ３１，电路如图ｌ（ｂ）所示，它采用耦合电感厶来取代图１（ａ）中的三ｌ和 厶（注：图１（ａ）中的厶与Ｇ支路为脉动电流提供低阻抗通路，以减小三２中的电流脉 动）。发明者采用耦合电感的目的是为了减少电感数量和电感体积，而非为改善滤波。 随着对耦合电感研究的深入，才逐渐认识到耦合电感能减小电流脉动【１４１。（ａ）采用ＤＭ的滤波电路（ｂ）采用ＩＭ的滤波电路图１－１ １９２８年Ｇ．Ｂ．Ｃｍｕｓｅ提出的滤波电路自Ｇ．Ｂ．Ｃｒｏｕｓｅ提出ＩＭ应用电路后的４０年间，磁集成技术的研究一直局限在电 感与电感的集成。直到１９７１年，Ｊ．Ｃｅｉｌｏ和Ｈ．Ｈｏｆｆｍａｎ申请了采用ＩＭ推挽变换器的 专利【１５’ｌ“，将变压器和电感集成在一起，并称其为“ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ａｎｄ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｄｅｖｉｃｅ”，ＩＭ的概念才初步显现，磁集成技术也进入了多种磁件集成的时代。 从２０世纪的７０年代末到８０年代中期，磁集成技术得到了相当的发展，其中以 Ｓｌｏｂｏｄａｎ．Ｃｕｋ及Ｇｏｒｄｏｎ Ｂｌｏｏｍ等人的贡献较为突出。在７０年代末，Ｓｌｏｂｏｄａｎ．Ｃｕｋ 将磁集成技术成功地应用在Ｃｕｋ变换器【＂－２０ｌ，引起人们对磁集成技术的关注。Ｓｌｏｂｏ． ｄａｎ．Ｃｕｋ不仅实现了Ｃｕｋ变换器中所有磁件的集成，而且发现，通过合理设计磁件还能同时减小输入、输出电流脉动，甚至实现零纹波。另外，Ｃｕｋ在其专利文献［１９】中还提到耦合电感可以改变不隔离型Ｃｌｌｋ变换器的输入输出关系。耦合电感的这一特 点后来被用于其他多种非隔离型变换器中１７０”。８０年代后，Ｇｏｒｄｏｎ Ｂｌｏｏｍ较系统的 总结和介绍磁集成技术的意义、发展及分析方法【１０，２２－２４］。其中，细致地分析了耦合电 感减小电流脉动的机理，明确指出用磁集成技术抑制电流纹波可应用于多种变换器。南京航空航天大学博士学位论文此外，给出由ＤＭ正激变换器导出其ＩＭ变换器的详细过程，并将源转移（ｓｏｕｒｃｅ ｓｈｉｆｔｉｎｇ） 等效变换方法应用在ＩＭ的变换中，导出了ＩＭ正激变换器和隔离的ＩＭ－Ｂｏｏｓｔ变换器 的多种方案，使四种基本的隔离型ＤＭ变换器都有了与之对应的ＩＭ变换器。 ２０世纪８０年代中，磁集成技术的优点虽然得到认可，但除了被用于多路输出电 源外，在其他电源产品上的应用非常有限，主要有以下几个原因限制其应用［４１： ①设计比较复杂：与ＤＭ相比，ＩＭ的设计是多磁路设计，难度略大； ②ＩＭ的绕组结构比较复杂，制作相对困难。用传统的绕制方法，不仅会降低生 产效率，而且不易保证磁件寄生参数的一致性，降低了ＩＭ的实用价值。 ２０世纪９０年代以后，随着扁平磁件应用的推广，磁件生产自动化程度的提高，ＩＭ的应用变得相对容易：同时，电源的不断发展也对其体积、输出动态性能、效率等提出了较高的要求，尤其是微处理器的飞速发展对新一代高功率密度电源提出了更 大的挑战，这些都促进了磁集成技术的研究与应用。１９９７年Ｗｅｉ Ｃｈｅｎ将倍流整流电路（ＣｕｒｒｅｎｔＤｏｕｂｌｅｒＲｅｃｔｉｆｉｅｒ，ＣＤＲ）的两个滤波电感和变压器进行集成瞄Ｊ，使ＩＭ在大电流输出的场合具有了很好的应用价值。这一研究使磁集成技术成为新的研究热点。这段时期内，磁集成的研究内容从具体电路中的应用拓宽到ＩＭ的新的分析方法、仿真模型的研究［２６－３１】。磁集成技术被应用在多种场合，如电压调整模块（ＶｏｌｔａｇｅＲｅｇｕｌａｔｉｏｎＭｏｄｕｌｅ，ＶＲＭ）［７，３２‘３５１、功率因数校正校正变换器［３６－３９１、谐振变换器【４０，４１】等，以减小磁件体积、电流纹波和铁心损耗。 与国外相比，国内对磁集成技术的认识和研究都十分有限。国内对磁集成技术的 介绍从２０世纪９０年代才开始。最早在１９９０年版的《开关稳压电源》中介绍Ｃｕｋ变 换器时【４２】，简要提到了磁集成技术的作用：①可减小Ｃｕｋ变换器的体积重量：②通 过恰当的参数设计，能实现ｃｕｋ变换器输入、输出纹波电流减小甚至到零。之后， 清华的蔡宣三教授对ＩＭ的概念和分析方法以及ＩＭ．Ｃｕｋ变换器的基本原理作了详细 的介绍１６】。国内对磁集成技术研究的开展非常有限，据了解，目前国内仅有福州大学 磁学研究所、台达上海电力电子研发中心以及南京航空航天大学航空电源重点实验室 正在从事相关的研究，国内关于磁集成技术的研究报道很少。１．１．３磁集成技术研究内容简介磁集成技术的研究内容可分为两大类：①磁件的分析方法。磁件分析方法为研究磁件对电路性能的影响提供分析工具。 ②具体应用。主要解决如何在具体应用场合发挥磁集成技术的作用。开关电源中磁集成技术的应用研究１．２磁件分析方法磁件分析所采用的基本原理是磁路的基本定律及电磁感应定律。为了分析磁件对 电路的影响，一般需要建立磁件的等效电路，本节主要介绍现有的两种建立磁件等效 电路的方法。另外，磁件分析中常常要对磁件做等效变换，文中将介绍源转移磁件等效变换法。１．２．１磁件电路模型的建立方法１．磁路．电路对偶变换法［６，２２－２４ｌ 磁路一电路对偶变换法是根据磁件的磁路模型，通过对偶变换等方法导出磁件的 电路模型‘６，２４１。由于对偶变换对建立磁件的电路模型起到关键的作用，称该建模方法为磁路．电路对偶变换法。 建立磁件等效电路的过程大致分为四步：第一步：根据磁路欧姆定律，得到磁件的等效磁路； 第二步：在等效磁路基础上，运用对偶原理，得到等效磁路的对偶图； 磁路对偶变换的方法与电路对偶变换的方法基本相同［４３１，即将磁动势Ⅳｆ变为磁通，磁通函变为磁动势，磁阻冠变为磁导，串联与并联互换。对偶变换的目的是将 磁动势包含的ｉ与电路的电流ｉ、磁通西与电路中的电压ｖ（，ＦⅣ妒）建立联系。第三步：对上一步得到的对偶图进行尺度变换，得到电流、磁链的关系图，以便于应用法拉第电磁感应定律得到等效电路；第四步：根据法拉第电磁感应定律及变压器的阻抗变换原理，得到等效电路。 以图１－２（ａ）所示的磁件为例，简要说明整个推导过程。图１－２（ａ）中Ⅳｌ、飓、Ⅳ３、 ｉｌ、ｉ２、／３、分别为ａｂ、ｃｄ．ｅｆ绕组的匝数及电流，国、兜、赔分别为三个磁柱的磁阻，毋ｌ、庐２、毋３为三个磁柱的磁通。与前面的叙述相对应，将磁件的推导过程分为４步：①不考虑漏磁，根据图１－２（ａ）所示的参考方向，由磁路欧姆定律得到磁件的等 效磁路模型，如图１－２（ｂ）所示： ②根据对偶变换的原则由图１－２（ｂ）所示的等效磁路可推得其对偶图，即图１－２（ｃ）；⑧不妨以曲绕组为参考对图１－２（ｃ）进行尺度变换，得到电流、磁链的关系图，如图１．２（ｄ）所示；④根据图（ｄ）所示的电流、磁链关系，结合电感与磁阻的关系式、法拉第电磁感应定律、理想变压器的电压电流关系，可变换得到磁件的等效电路模型，如图（ｅ）所示。４南京航空航天大学博士学位论文等效电路中用“．，’表示各绕组的同名端。在推导磁件等效电路的过程中，第二步和第四步变换的完成略显繁琐。 根据磁件的等效电路图可知当ｃｄ、ｅ，绕组开路，ａｂ端的等效电感Ｌａｂ为：ｋ＝等／，（簧＋等］－矸?陆，，陆１＋击］］小?，（ａ）Ｚ绕组磁件示意图（ｂ）磁件等效磁路（ｃ）等效磁路的对偶图琶琶（ｄ）尺度变换后得到的磁链、电流关系图 （ｅ）磁件等效电路 图１－２用磁路一电路对偶变换法建立磁件等效电路的过程将图ｌ－２中（ａ）与（ｂ）作比较，可以看出：等效磁路拓扑结构与磁芯结构非常相似。与一般电路相同，磁件的等效电路可以用于仿真研究ｍ】。 用磁路．电路对偶变换法得到的磁件等效电路用电感和理想变压器来表征，与常 用的电路描述方法相同，便于将ＩＭ电路与ＤＭ电路进行比较。虽然这种建立磁件等 效电路的方法被广泛采用，但仍有一定局限性： ①不适于分析磁芯结构复杂的磁件的等效电路【２６ｌ： ②所建立的磁件等效电路不能直接反映磁件的电路参数与磁路参数的特性【２６，２引。为此人们提出另一种建立磁件等效电路的方法：磁导一电容类比建模法。开关电源中磁集成技术的应用研究２．磁导．电容类比建模法１２∞１Ｉ 磁导．电容类比建模法是根据Ｂｕｎｔｅｎｂａｃｈ提出的磁路参数与电路参数的类比关系 （如表１―１所示），直接由磁件建立回转器和电容表征的磁件等效电路模型［２６１。根据 建模方法所用类比关系的特点，将其称为磁导．电容类比建模法。表ｌ－１ Ｂｕｎｔｅｎｂａｃｈ提出的磁路与电路基本参数的类比关系 磁路参数名称 类 电路参数符号／单位Ｆ＝Ｎｉ（Ａ）名称 电压（Ｖｏｌｔａｇｅ） 电流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）符号，单位ｖ（Ｖ） ｉ（Ａ）Ｃ（Ｆ）磁动势（ｍｍｆ）比磁通变化率正ｌｕｘ ｒａｔｅ） 磁导（Ｐｅｒｍｅａｎｃｅ）西（ＷｂｌＡ（Ｈ）电容（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅｌ 电荷（Ｃｈａｒｇｅ）量磁通（Ｆｌｕｘ） 磁导率（Ｐｅｒｍｅａｂｉｌｉｔｙ）痧＝ｐ西（㈣Ｆ（础协）ｑ＝Ｊｆ?ａｒｔ（ｃ）口（Ｓ／ｍ）电导率（Ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｉｔｙ）（ａ）二端口元件一绕组（ｂ）绕组的回转器－电容模型（ｃ）绕组的电路仿真模型图１－３绕组的回转器．电容模型和相应的仿真模型根据表ｌ－１所示的类比关系，绕组可以被看作连接磁路与电路的二端口元件，如 图１－３（ａ）所示。由法拉第电磁感应定律及磁动势的定义，可知对于Ｎ匝绕组有式（１－２）成立：∽ｑ＝Ｆ。ⅣｏＪ．１圈ｍ２，既然庐和Ｆ分别类比于电路中的电流和电压，式（１－２）给出的函数关系与电路中的二端口元件一回转器的特性相一致，因此引入回转器作为绕组的等效电路模型，如图１．３（ｂ）所示。显然绕组匝数Ｎ相当于回转电阻，相应成为有量纲参数，单位为Ｑ。用回转器模型表示磁件绕组，电容模型表示磁导，就能得到磁件的等效电路模型。南京航空航天大学博士学位论文显然等效电路能同时直接反映磁件的电路和磁路特性，包括绕组的电压、电流和磁芯的磁通。由于等效电路模型用回转器和电容来表征，所以称其为回转器一电容模型【２６】。以图１－４（ａ）所示的三绕组磁件为例说明磁导．电容类比建模法的具体应用方法。如图１－４（ａ）所示，令磁件的磁通毋ｌ、西２、妒３所经磁路的磁导分别为Ａ卜Ａ２、Ａ ３，用回转器代替磁件绕组，电容替代磁导，就能得到磁件等效电路模型，见图ｌ－４㈣。显然，推导磁件的回转器一电容模型比较容易。（ａ）三绕组磁件示意图（ｂ）磁件的回转器一电容模型图１．４用磁导．电容类比建模法推导磁件等效电路根据回转器的阻抗变换特点，可得耐、∥绕组开路时，动端的等效电感厶６：￡。＝Ｎ。２?［Ａｌ／，（Ａ２＋Ａ，）】得的结论相同。（１．３）上式与由磁路－电路对偶变换法得出的上曲表达式（１．１）相同，可见两种建模方法所用电流控制电压源代替回转器，如图１－３（ｃ）所示，可进行电路仿真。利用回转器一电容模型来仿真，可以方便地加入磁芯的非线性特性如磁饱和特性等［２９，３０１，使仿真结果更加准确。 ３．两种建模方法的对比 对比两种建模方法可看出：①磁路一电路对偶变换法通过对磁路对偶变换得到磁链与电流的关系，建立等 效电路：磁导一电容类比建模法通过引入回转器作为绕组的等效模型，直接建立磁件的等效电路；用磁导一电容类比建模法推导磁件的等效电路相对简便、直接； ②结合磁件的等效磁路和磁路一电路对偶变换法推得的磁件等效电路可分析磁件的电路与磁路特性，适于理论分析：③用磁导一电容类比建模法得到的回转器、电容表征的等效电路（即回转器一电容模型）能同时完整的反映磁件的电路与磁路特性，适合磁件的精确仿真研究。７开关电源中磁集成技术的应用研究１．２．２源转移（ｓｏｕｒｃｅ ｓｈｉｆｔｉｎｇ）等效变换法（ａ）三绕组磁件等效磁路（ｂ）源转移等效变换后的磁路 图１－５用源转移法等效变换三绕组磁件（ｃ）等效变换后的磁件源转移等效变换是磁件变换常用的方法，其基本原理实际是磁路的等效变换【２３１。 仍以图１―２所示的三绕组磁件为例进行说明，根据其等效磁路（如图１．５（ａ））有： Ⅳｌ?‘一吼ｌ?４１＝吼２?办一Ｎ２?ｉ２＝吼３?４３一Ｎ３?ｉ３（１―４）将中间支路的激励源Ⅳ２?ｆ２去掉，则上式等效变换为式（１－５），与图１－５Ｃｏ）所示的磁路相对应。Ｎｌ‘ｉｌ一锨ｌ?办＋Ｎ２?ｉ２＝吼２?疵＝孵３?死一Ｎ３?ｉ３＋Ｎ２?ｉ２（１－５）由图ｌ一５（ｂ），得到新的等效变换后的磁件，见图（ｃ）。变换后的磁件将原来绕在中 柱上的耐绕组拆为两个串联绕组，分别绕在两个侧柱上，两个绕组匝数都与原来的 相同，绕组在各个磁柱产生的磁通方向不变。在源转移等效变换中，绕组与磁通的匝 链关系不变：耐绕组原来与毋２匝链，变换后与（４１－４３）Ｎ链，而庐２与（旃一九）相等。 根据例子，可总结出用源转移法变换磁件的具体做法：将绕组拆分串联移到其它 各个磁柱上，各绕组匝数与原来的相同，并且保证绕组在各个磁柱产生的磁通方向不变，得到的磁件与原来磁件等效。 源转移变换法已被用于ＩＭ正激变换器【２３】和ＩＭ．ＣＤＲ电路的研究中【４５１。１．２．３磁集成对磁件的影响根据电磁感应定律及磁路的基本定律，可分析磁集成对磁件的影响： ①磁集成前后绕组匝链的交变磁通一般不变。根据法拉第电磁感应定律可知： 绕组匝链的交变磁通由绕组匝数和绕组两端电压决定，与磁芯无关。因此，绕组匝数 不变、端电压不变时，磁集成前后绕组匝链的交变磁通不变； ②磁集成前后绕组的电流脉动可能会变化。根据磁路欧姆定律可知，对于ＤＭ，南京航空航天大学博士学位论文绕组匝链的交变磁通完全由对应绕组的电流脉动决定：对于Ⅱ“，由于磁通相互耦合， 绕组匝链的交变磁通由磁件中所有绕组的电流脉动共同决定。虽然磁集成不会改变绕 组匝链的交变磁通，但改变了交变磁通与绕组电流脉动的关系，所以会改变绕组的电 流脉动。进行磁集成的应用时必须考虑磁集成对绕组电流脉动的影响。１．３不改变磁芯结构的磁件集成实现多个磁件集成，一般要求磁芯具有多条磁支路，这样才能将多个交变磁通不 一定相同的分立的磁件集成起来。根据获得多条磁路的方法，可将磁集成技术的应用 分为两大类：①改变磁芯结构，人为得到多个磁支路，实现磁件集成；②不改变原有 磁芯结构，充分利用某些磁芯多磁路的特性（如ＥＩ、ＥＥ型磁芯）进行集成。 目前，大部分磁集成的应用属于第二类，本节将详细分析、介绍该类磁集成技术 的应用研究内容。文中先按照磁集成对象的不同介绍两种主要的磁件集成应用：电感＋电感、电感＋变压器；另外介绍磁集成中较特殊的～类集成方法一解耦集成。１．３．１电感与电感集成电感与电感集成就是通常讲的耦合电感。根据电感绕组电压之间的关系可分为绕 组电压成比例和绕组电压相位交错两种。１．绕组电压成比例１１０＇１４，１７－２０，２４，３６。３９Ｉ 绕组电压成比例的耦合电感主要用于减小电流脉动。 ?减小电流脉动的原理和零纹波条件 先用互感表征的耦合电感模型简要说明耦合电感减小 电流脉动的原因。如图１．６所示，￡Ｉ、工２为耦合电感两个 绕组的自感，互感为Ｍ，绕组两端的电压分别为“Ｉ、地， “★”表示绕组同名端，根据耦合电感的特性有：图１－６耦合电感模型吐吗抄扣 亟出鱼办㈣显然，由于互感的分压作用，可减小加在自感上的电压，从而能减小电流纹波。需要说明，互感的引入并不总能减小自感上的电压，只有按照图１－６来设置同名端，保证电感与电感正向耦合，才能减小电流纹波。 将式（１―６）看作图１－６所示二端口网络的ｚ参数方程，相应可变换得到其Ｙ参数方程：９开关电源中磁集成技术的应用研究褂地一撇：］Ａｚ＝Ｌｌ?Ｌ２一Ｍ２其中，凸Ｚ为式（１．６）的Ｚ矩阵的行列式。 根据式（１．７）可得ｉＩ实现零纹波的条件为：ｍ，，（１．８）Ｌ２‘Ｕｌ＝Ｍ‘Ⅳ２ 令ｕ２＝ｋｕｌ，要实现ｆｌ零纹波，要求互感满足： Ｍ＝－Ｌ２／ｋ 如果ｋ＝ｌ，要实现ｉｌ零纹波，Ｍ应与三２相等。 ?应用方法（１－９）由上式可知，要实现零纹波需要：①绕组电压成比例；②互感要满足一定关系。（１－１０）对于电感绕组电压存在比例关系的电路拓扑，如Ｃｕｋ变换器、电压型多路输出 电源ｆ１４，１７－２０］，可直接将分立电感集成，来减小电流脉动。但在一般的变换器中，如何 利用耦合电感的特性来抑制电流纹波昵？ 总结前人的研究工作，可得到在一般变换 器利用耦合电感减小电流脉动的方法：外加电感和电容，将外加电感与滤波电感集成实现纹波抑制。图１．７说明如何在Ｂｕｃｋ变换器应用这种方法，图中三。为输出滤波电感，厶为外加电感，图ｌ－７耦合电感在Ｂｕｃｋ变换器的应用巳为外加电容，””表示绕组的同名端（用阴影标出外加的器件）。稳态时，不考虑电 容电压脉动，Ｃ口上电压与输出电压相等，所以加在工。与工。上的电压相等，满足绕组 电压成比例的条件，将两电感集成就可减小输出电流脉动，通过专门设计来满足零纹 波条件还可实现输出零纹波。这种方法已被用于多种变换器【１０，２４，３６－３们，如Ｊｉｎｇ Ｗａｎｇ 等将这种方法应用到断续模式的Ｂｏｏｓｔ功率因数校正电路，解决了断续模式时输入电流脉动大的问题【ｊ，Ｊ。２．电感绕组电压相位交错［７，３２书，４６１绕组电压相位交错的电感集成主要应用于多路交错并联工作的变换器，如ＶＲＭ变换器等。这一类磁集成的应用，关键要选用恰当的集成方式，充分发挥磁集成的作 用，实现磁件体积、电流脉动和铁心损耗的减小。１０南京航空航天大学博士学位论文?两种磁集成方式由于绕组电压相位不同，绕组匝链的交变磁通相位也不相同，所以此类电感集成 要用多磁路的磁芯，不同的集成方式磁通耦合作用也会不同。根据磁通耦合作用的不同可将磁集成方式分为两种：正向耦合方式和反向耦合方式，当绕组产生的磁通互相 增强，就是正向耦合方式：反之，就是反向耦合方式。用两种集成方式进行常见的双 电感集成，可得到图１．８所示的两种ＩＭ。在具体应用中应结合具体电路，对比两种集成方式的不同。主要比较内容包括：①两种集成方式对磁芯各部分磁通的影响：②两种集成方式对电路性能主要是绕组电流脉动的影响。（ａ）正向耦合方式（ｂ）反向耦合方式图１－８不同集成方式的耦合电感?两种磁集成方式对磁芯磁通的影响 分析磁件对电流脉动的影响一般要结合具体电路，所以本节只结合图１．８分析两 种集成方式对磁芯中磁通的影响。图ｌ－８中，”卜ｖ２、ｉｌ、ｆ２分别为电感三ｌ、三２的电 ｊ盘、电、流，Ｎｉ、Ⅳ２为三卜Ｌ２阴绕组也效， 毋。、氐、毋２、ｑＲｚ、毋。、怒分别为磁件三个磁柱的磁通和所经磁路的磁阻。式磁芯侧柱的交变磁通毋州、毋以相同。响根据电磁感应定律可知，两种集成方矍甚蠢Ｅ三兰≥≤≤羚，根据电磁感应定律可知，两种集成方锚硅兰＝＝＝＝＝￡二二４＝＝！， 。簿组Ｉ生［二］ ‘，Ｉ＼／＼／＼／晕ｌｉ宴净冬；多窆佥、℃７△弋岁。垩自苎窒ｆ＼。黧潞裟黧蹴器凇萎陡殓７ ，／全¨ 碓通Ｉ＼／＼／＼／相位差相同。采用正向耦合方式，中柱的 交变磁通九”＝九ｃ，一九吐：采用反向耦＼＼合方式，则有毋。。＝西。ｌ＋妒越。实际应用中，ｖｌ、ｖ２间一般相差１８０。，则两种集成图１－９两种集成方式对交变磁通的影响方式中柱交变磁通的对比如图１－９所示。由图中可知，采用反向耦合方式，磁芯中柱开关电源中磁集成技术的应用研究（２）不同集成方式对磁芯直流磁通的影响 根据磁件的等效磁路（图１－１０）可得到磁芯中的直流磁通表达式，如式 （１一ｌｌ卜（１―１２），其中，用下标“如”表示磁通及电流的直流分量。（ａ）正向耦合方式（”反向耦合方式图１―１０两种集成方式耦合电感的等效磁路对于正向耦合方式有：对于反向耦合方式有ｍ半％＋孥％ 铲必Ａ‰＋半％（１－１１） 红＝华％一孥．ｆｄｃ２ ≯ｄｃｌ－ｍ半‰一竿％ 小一半‰＋芈％（１－１２）痧ａｋｌ纸＝竿‰＋孥％其中， （３）总结 总结以上分析，可知：Ａ＝０１ｌ?０１２＋０１ｌ?０１３＋０１２?孵３（１－１３）对比式（１－１１）、式（１－１２），可知：反向耦合方式磁芯侧柱的直流磁通分量小于正向 耦合方式；正向耦合方式磁芯中柱的直流磁通分量小于反向耦合方式。①采用反向耦合方式有利于减小磁芯侧柱的直流磁通分量； ②采用正向耦合方式有利于减小磁芯中柱的直流磁通分薰。实际电路中，通常有：Ａｒｔ＝Ｎ２、固＝兜、‰ｌ＝ｔ垃。这时，采用正向耦合方式，磁芯中柱的直流磁通分量 为零：③采用反向耦合方式有利于减小中柱的交流磁通分量，相应会减小铁心损耗。１２南京航空航天大学博士学位论文１．３．２电感与变压器集成电感与变压器集成被应用于多种隔离型变换器，以减小变换器中磁件的体积、损 耗；还可用于非隔离型变换器，以调节输入输出关系，优化变换器的性能。 １．３．２．１应用于隔离型变换器 本节对电感与变压器集成的具体应用电路、ＩＭ（电感＋变压器）中磁通的作用方 式、ＩＭ的变换方法以及ＩＭ选取应注意的问题进行总结。 １．电感与变压器集成的应用电路 电感与变压器集成被应用于多种隔离型变换器，如图１．１１所示，这类ＩＭ的应用 电路较多，主要有ＩＭ正激变换器ｆ１０，２３－２４］、ＩＭ推挽变换器【１５．１６１、多种ＩＭ．ＣＤＲ电路 ［２５，４５，４７】以及ＩＭ．Ｂｏｏｓｔ单级功率因数校ＩＴＥ路１３０，３１］。图ｌ一１ １电感＋变压器的具体应用电路２．ＩＭ中磁通的作用方式 根据ＩＭ中磁通的相互作用，可将现有电感与变压器的集成分为两类：①直流磁通与交流磁通叠加。如ＩＭ正激变换器、ＩＭ推挽变换器及ＩＭ．Ｂｏｏｓｔ单级功率因数校正电路等。这主要适用于高频场合。受到磁芯损耗限制，高频时磁芯的 交变磁密取的较小，降低了磁芯利用率。通过磁件集成，将电感绕组产生的直流磁通 耦合到变压器的绕组中，提高磁芯利用率，能够有效的减小磁件的体积。②交流磁通在公共磁柱互相削减。如改进的ＩＭ．ＣＤＲ电路等【４５１，降低了磁芯中柱的交变磁密，相应能减小磁芯损耗。３．ＩＭ的变换方法在电感与变压器集成的应用中，经常要变换得到多种ＩＭ，ＩＭ的变换方法主要有３种：①用源转移等效变换方法拆分绕组：②根据具体电路进行绕组合并：开关电源中磁集成技术的应用研究③改变ＩＭ的绕组连接方式，实际上是改变绕组同名端，从而改变磁通的耦合方式。以ＣＤＲ电路为例说明如何进行ＩＭ的变换。 图ｌ－１２给出ＤＭ―ＣＤＲ电路（ａ）和三种ＩＭ－ＣＤＲ电路（ｂ－－ｄ）。图（ｂ）为Ｃ．Ｐｅｎｇ最早提 出的ＩＭ―ＣＤＲ电路ｍ】，图（ｃ）为ＷｄＣｈｅｎ提出的ＩＭ．ＣＤＲ电路口５】，图（ｄ）为改进型ＩＭ．ＣＤＲ电路【４５Ｊ。下面用图１―１３说明如何运用Ⅱ订的变换方法由图１．１２中㈣所示的ＩＭ变换得到（ｃ）和（ｄ）所示的Ｄｄ，图１．１３中的（ａ）、（ｃ）、（ｅ）对应于图１．１２中的Ｃｏ）、（ｃ）、（ｄ）。（ａ）ＤＭ－ＣＤＲ电路Ｃｏ）ｃ．Ｐｅｎｇ提出的ＩＭ－ＣＤＲ电路的ＩＭ（ｃ）合并（ｂ）中【Ｍ的绕组得到ｗ萌Ｃｈｅｎ提出的ＩＭ１４（ｄ）拆分（ｃ）中ＩＭ的绕组得到的ＩＭ南京航空航天大学博士学位论文（ｅ）改变（ｄ）中ＩＭ的绕组连接方式得到改进型ＩＭ 图１－１３ ＣＤＲ电路中ＩＭ的变换过程用源转移等效变换方法，将图１－１３（ａ）所示磁件的副边绕组匝数不变、一拆为二，得到图１一１３（ｂ）。令吨、Ｑ、纯分别为磁芯三个磁柱的磁阻，可画出图图１．１３㈣在一个工作周期的等效磁路：当ａ、ｂ两点间电压为正，输出电压加在Ｃ、ｄ两端，ｃ正ｄ负，毋ｌ增加，咖２减小，等效磁路为图１－１４（ａ）；当ａ、ｂ两点间电压为负，输出电压加在ｅ、ｄ两端，ｅ正ｄ负，西２增加、西ｌ减小，等效磁路为图１．１４（ｂ）。由等效磁路可知，当ａ、 ｂ两点间电压为正，在毋２对应的磁路，电感与变压器副边产生的磁动势完全抵消；当口、 ｂ两点间电压为负，在咖ｌ对应的磁路，磁动势抵消为零。根据磁路分析结果，将图１―１３ｆｂ） 中ｎ“的变压器副边绕组与电感绕组合并，得到图１－１３（ｅ），即ＷｄＣｈｅｎ提出的ＩＭｔ２５１。 图１－１３（ｃ）与图１－１３（ａ）相比，省去了变压器副边绕组，减少了ＩＭ的连接端子，对减小 磁件铜损和体积非常有利。但是，图１－１３（ｃ）ｑｂ绕组分别位于三个磁柱，必然存在较大 的漏感，会降低变换器性能。为克服这个问题，可用源转移变换方法，将原边口６绕组一拆为二，移到侧柱，如图１－１３（ｄ）所示。（ｄ）图中，ⅡｖＩ的绕组被分成两部分，分别绕在 磁芯两个侧柱。改变（ｄ）图中一个磁柱上绕组的连接方式（实际是改变绕组同名端）就得到了改进的ＩＭ?ＣＤＲ电路【４５】，如图１－１３（ｅ）所示。改变绕组连接方式时，同一磁柱上的各绕组要同时变化，使同一磁柱上各绕组间的同名端相对不变。图１－１３（ｅ）与图１－１３（ｃ）相比，能减小磁芯中柱的交变磁通，对减小原边电流脉动也有好处【４５１。Ｎ３１ｉｖ，Ｉ（ａ）％矿Ｏ（ｂ）ｖａｂ＜Ｏ，图卜１４图１－１３（ｂ）所示磁件的等效磁路４．ＩＭ的选取 ＩＭ的选取应根据具体应用场合，比较不同ＩＭ对变换器性能主要是电流脉动的开关电源中磁集成技术的应用研究影响以及对磁芯各部分磁通的影响，从而选择最利于改善变换器性能的ＩＭ。比较中 需要注意：既要考虑磁件的不同绕组连接方式对性能的影响，还应考虑不同的气隙设 计对性能的影响：由于是电感与变压器集成，还要考虑磁件绕组间漏感的影响。 １－３．２．２应用于非隔离型变换：罄ｒ［７，２１１ 这一类集成磁件实际上是耦合电感，考虑其实现了滤波和调压的作用，将其并入 电感与变压器集成这类。目前，被广泛应用于＋１２Ｖ输入的ＶＲＭ变换器【７】ｏ（ａ）加入变压器的Ｂｕｃｋ变换器（ｂ）采用耦合电感的Ｂｕｃｋ变换器图１－１５能调整输入输出关系的Ｂｕｃｋ变换器下面结合ＶＲＭ―Ｂｕｃｋ变换器来说明耦合电感的作用。要调整Ｂｕｃｋ变换器的输入 输出关系可在电路中加入变压器，如图１－１５（ａ）所示（图中所示为降压变压器），通过 改变电感上的电压来改变输入输出关系。由于图１－１５（ａ）中变压器原副边绕组有两同 名端短接，可以简化为自耦变压器；滤波电感三。与变压器绕组并联，可用磁化电感 代替；所以，将图１－１５（ａ）中的变压器与电感进行集成，就得到采用耦合电感来调节 输入输出关系的Ｂｕｃｋ变换器，如图１－１５Ｃｏ）所示。令耦合电感的匝比为，ｌ：ｌ，Ｑｌ的占 空比为Ｄ，电路工作在连续模式的输入输出关系为：丘：圪望甩＋（１一九）－Ｄ（１－１４）由上式可知：当ｎ＝１时，变换器的输入输出关系与传统Ｂｕｃｋ变换器相同：当ｎ 大于ｌ时，相同的输入、输出电压，变换器的占空比要大于传统的Ｂｕｃｋ变换器；当 疗小于１时，同样的输入、输出条件，变换器的占空比要小于传统的Ｂｕｃｋ变换器。 将耦合电感应用于１２Ｖ供电的ＶＲＭ．Ｂｕｃｋ变换器，来提高电路稳态工作的占空 比，能明显改善变换器的性能：①提高变换器的动态特性：②减小电感电流脉动：③ 减小变换器上管的关断损耗（对应图１．１ｌ中的Ｑ１）和下管的导通损耗（对应图１．１１中的 Ｑ２）【７】ｏ 当然采用耦合电感调整输入输出关系也会带来新的问题，如果电感耦合不好，会 在开关管关断时产生较大的电压尖峰。南京航空航天大学博士学位论文１．３．３一类特殊的磁集成方法一解耦集成解耦集成，顾名思义，就是原来的ＤＭ集成后互相没有耦合作用。根据１．２．３的 分析可知，用解耦集成的磁件代替ＤＭ基本不会影响电路性能。 解耦集成的方法主要有两种： １．提供低磁阻磁路实现解耦１４６１（解耦集成方法群１） 图ｌ一１６说明如何运用这种方法实现两个电感的解耦 集成。图中Ⅳｌ、Ⅳ２为电感绕组，分别绕在磁芯的两侧 柱上。由于磁芯中柱没有气隙，其磁阻远远小于开有气 隙的侧柱，所以Ⅳｌ、Ⅳ２产生的磁通经中柱形成回路， 互相之间基本无耦合。用类似的方法可以实现多个磁件 （包括电感、变压器）的解耦集成，如图１一１７所示。当然， 必须要提供一条独立、低磁阻的公共磁路，也就是说ｎ 个磁件解耦集成需要磁芯至少有ｎ＋１个磁柱。 这种集成方法基本不影响电路性能，但不同的集成方式会影响公共磁柱的磁通。 按照图ｌ一１６中的电流方向和绕组绕向，Ⅳｌ、Ⅳ２产生的直流磁通在中柱方向相反，互 相抵消，有利于减小磁芯体积。 增加公共磁柱的磁阻，破坏其解耦作用，就得到有耦合的ＩＭ。：．ｉ；峰噫．≮：菡～ｉ一一鸯卜曝～１ｌｉｌ：＝解酚一磷瑟２．通过完全抵消绕组间的耦合作用来解耦１３０’３‘’４。１（解耦集成方法抖２）图１．１８说明如何运用这种方法实现两个电 感的解耦集成。图中，电感ｌ绕在磁芯中柱， 匝数为Ⅳ一；电感２由两个绕组串联绕在磁芯的 两个侧柱上，匝数分别为Ⅳ２１、Ⅳ２２。按照图中 的连接方式，电感ｌ产生的磁通在磁芯左侧柱 与Ⅳ２ｌ产生的磁通方向相反，而在右侧柱与Ⅳ２２ 的方向相同，电感２的两个绕组在中柱产生的 磁通方向相反。如果能完全抵消两个电感间的＋『眵斗『『窜一图１．１７解耦集成方法＃１用于ｎ个磁件解耦集成 图１．１８解耦集成方法＃２ 用于两个电感集成开关电源中磁集成技术的应用研究磁通耦合，就实现了两电感的解耦集成。 下面分析解耦的条件。如图１－１８所示，令磁芯三个磁柱的磁阻（包含磁芯与气隙 磁阻）分别为弼、怒－、盹２，根据图中所示的电流方向和磁件等效磁路可得出当电感１ 流过电流ｉｌ时在电感２中产生的磁链咖１２为：九２等岛／／掣‘ｃ惫一钟…吼，＋吼，， 吼，， 、贸，， 吼，．’ｍ㈣、 ７同样可得出电感２流过电流ｉ２时在电感１中产生的磁链西２ｌ为：伽毒％笺长麓根据式（１－１５）、（１．１６）可得解耦集成的条件为：吼２２ Ｎ２２ｍ峋》：盐（１－１７）由（１―１７）可知要完全抵消耦合作用，磁柱磁阻比值应与电感两个绕组的匝比相同。 对于通常用的对称结构磁芯，一般取Ｎ２ｌ＝Ｎ２２，她ｌ＝口也，这就是文献【３０］ｃＰ提出的方 法。 令三磁柱的导磁面积分别为Ａｌ、Ａ２ｌ、Ａ２２，则满足解耦条件时，三磁柱的磁通密 度占ｌ、疡Ｉ、毋２分别为：Ｅ：―＿且ｉ亟ｄＫＬ。（１－１８）、 ’（吼ｌ?孵２ｌ＋９ｔｌ?锨２２＋９ｔ２Ｉ?吼２２）?４髓．：生盥止盟一―――当玉旦―一（１．１９） Ｂ’，：１２盟ｌ±如！＋引、 ７是ｌ’（孵２ｌ＋吼２２）（倪Ｉ?吼２ｌ＋孵１?９１２２＋孵２ｌ?孵２２）?４ｌ“＆。（吼２ｌ＋ｍ２２）（ｍｌ‘９１２ｌ＋吼１。孵２２＋吼２Ｉ?孵２２）?４２丛：５：墨２１（１－２０）对于对称结构的磁芯一般有Ａ２１＝Ａ２２，＆ｌ－口也，根据式（１－１９）、（１－２０）可知，由于 中柱绕组的作用会使两侧柱磁芯的最大磁密有较大的差别，使磁芯的利用率降低。对 此，可以通过调整彳２ｌ、爿２２来改进：增大磁密大的磁柱的导磁面积，减小磁密小的磁 柱的导磁面积，比如可将Ｎ２２移到磁芯中柱，将电感ｌ移到磁芯右柱【３ｌ】。改变导磁面 积会影响磁阻间的关系，相应也要调整Ⅳ２ｌ与Ⅳ２２的匝比关系。 根据相同的原理，解耦集成方法＃２可用于电感与变压器、变压器与变压器的集 成【３０】，如图１．１９所示。南京航空航天大学博士学位论文（ａ）电感十变压器（ｂ）变压器＋变压器图１．１９解耦集成方法＃２用于电感＋变压器、变压器＋变压器３．两种解耦集成方法的比较 比较两种解耦集成的方法（棚、撑２）可知：①群１通常需要给有绕组的磁柱加入气隙以增加其磁阻。用于变压器与变压器的集成时，会减小变压器的磁化电感。②＃２存在磁芯磁通分布不均匀的问题。③撑２需要拆分绕组，可能会增加变压器的漏感。此外，当要求绕组有中心抽头 时，不能直接从两串联绕组间得到中点。④样１可以方便的推广到多个磁件的解耦集成，而轮不适合。１．４改变磁芯结构的磁件集成改变磁芯结构进行磁件集成的关键是如何得到多条磁路。总结相关的研究工作，可将获得多磁路的方法分为两类：①在磁芯中外加导磁体来获得多磁路；②通过现有磁芯的组合来获得多磁路。下面简要介绍这两种方法。 １．在磁芯中外加导磁体来获得多磁路Ｉ舯?‘¨９Ｉ（ａ）磁芯结构 图１．２０ＣｈａｒｌｅｓＣｈａｒｌｅｓ（ｂ）磁芯截面示意图 ｓ，Ｗａｌｋｅｒ提出的新型磁芯Ｓ．Ｗａｌｋｅｒ是此类磁集成方法较早的提出者和应用者［４９１，如图１．２０，通过在罐型磁芯的中部加入一片导磁体，即图中的“２”，将罐型磁芯分为上下两部分，使１９开关电源中磁集成技术的应用研究磁通分为三个部分，从三条磁路流通。Ｃｈａｒｌｅｓ Ｓ．Ｗａｌｋｅｒ利用新的罐型磁芯实现谐振 变换器中电感和变压器的集成。此外，Ｃｈａｒｌｅｓ Ｓ．Ｗａｌｋｅｒ还将该方法进行推广：可以 加入多个导磁体以得到更多的磁路，实现多个电感和变压器的集成。在Ｃｈａｒｌｅｓ Ｓ．Ｗａｌｋｅｒ所提方法的基础上ＭｉｋｅＭｅｉｎｈａｒｄｔ又进行了改进【４…。另外，Ｂｌｏｏｍ提出的多窗口的磁芯与Ｃｈａｒｌｅｓ ｓ．Ｗａｌｋｅｒ提出的改进型罐型磁芯本质相同【４８】，都是通过外加导 磁体得到多磁路。２．通过现有磁芯的组合获得多磁路１４”Ａｒｋａｄｉｙ磁心ｎ＋一匿∑≤闲压§一磁心ｅ原边 绕组Ｋａｔｓ等提供了另外一种获得多磁路的办法…】，如图１．２１所示，两副磁芯Ａ、Ｂ被组合使用，变压器的原边绕组绕在两副磁芯上，副边绕组仅绕在磁芯Ａ上，使变压器的漏感集中到原边，并可通过调节磁心Ｂ的气隙来精确 控制漏感的大小。图ｌ一２１所示的ＩＭ在谐振变换器中得到成功的应用。图１－２１圆困ＡｒｋａｄｉｙＫａｔｓ提出的集成磁件截面图１．５磁集成技术的研究重点和发展趋势１．磁集成技术研究和应用的重点 根据前面的综述。可知目前磁集成技术的研究和应用主要集中在以下几个方面： ①耦合电感在多种电路的应用，以减小电流纹波； ②新的适用于具体应用电路的ＩＭ的研究。主要用于在对功率密度和瞬态性能 要求很高的场合，如ＶＲＭ变换器及应用于通讯领域的低压／大电流电源模块。 ２．磁集成技术应用的关键 由前面的综述可以看出：磁集成技术的应用，关键要结合具体电路选择恰当的 ＩＭ，以尽量提高电源性能。本文将结合几种典型电路，研究磁集成技术的应用。 ３．磁集成技术的发展趋势 随着未来电源的发展［ｉ２，ｓ１１、新型磁性材料和磁芯【１，４＇５２ｌ的出现，对磁集成技术提出 更高的要求： ①进一步拓宽磁集成技术的应用领域。既要扩大应用场合［１２，５１】，还要发掘ＩＭ 的新功能。如文献［５０］Ｎ用ＩＭ来实现半匝绕组。将其推广，可实现任意分数匝的绕组。②研究适用于新的磁性材料与磁芯结构的磁集成技术。２０南京航空航天大学博士学位论文１．６本文的选题意义和研究内容１．６．１本文的选题意义本文选题为“开关电源中磁集成技术的应用研究”，选题意义在于：１．磁集成技术的应用研究是电力电子技术研究领域的一个重要方向。目前，国内电力电子学研究的重点仍局限于传统的拓扑研究，对磁集成技术的认识和研究十分有限。因此，本课题的研究将有助于推动国内开展磁集成技术的研究和应用； ２．研究开关电源中磁集成技术的应用，能综合考虑电路和磁路特性，有利于开关电源的整体优化设计： ３．磁集成技术对变换器的小型化、轻量化有重要意义，非常适用于对体积、重量要求严格的航空、航天等应用场合。因此，研究开关电源中磁集成技术的应用，可 为航空、航天电源的进一步发展提供技术储备。１．６．２本文的研究内容本文主要结合几种典型电路，研究磁集成技术的应用，以利用磁集成技术提高变 换器的性能，同时总结常用的磁件集成方式，具体研究内容分为以下几个部分：１．第一章回顾了磁集成技术的发展历史，系统地总结磁集成技术的研究内容及磁集成技术在多种场合应用的方法，指出应用磁集成技术的关键是结合具体电路进行ＩＭ的选择。本章文献综述为课题研究提供技术背景，论证了课题研究的意义。２．第二章提出由ＤＭ变换器导出ＩＭ变换器以及建立磁件等效电路的新方法，该 方法简单、实用，使磁集成技术研究中的相应工作得到简化。 ３．第三章结合低压、大电流输出的正反激有源钳位变换器（Ｆｌｙｂａｅｋ．Ｆｏｒｗａｒｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＡｃｔｉｖｅＣｌａｍｐｃｉｒｃｕｉｔ，ＦＦＡＣ）研究磁集成技术的应用，实现电感和变压器的集成。主要进行ＩＭ－ＦＦＡＣ变换器的推导、分析、设计，重点讨论ＩＭ对电流脉 动和磁件磁密的影响，结合具体电路指标，选择适当的磁集成方案，并进行实验验证。４．第四章通过分析ＩＭ正激有源钳位变换器（Ｆｏｒｗａｒｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ａｃｔｉｖｅ Ｃｌａｍｐｃｉｒｃｕｉｔ，ＦＡＣ）中ＩＭ的磁通关系，提出一种改进型ＩＭ．ＦＡＣ变换器，与ＤＭ变换器 和传统的ＩＭ变换器相比，改进型ＩＭ变换器可明显减小电感电流脉动，提高了ＦＡＣ 变换器的应用价值。５．第五章将磁集成技术应用在改进型倍流整流方式零电压开关ＰＷＭ全桥变换器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｏｕｂｌｅｒ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｚｅｒｏ―Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ Ｆｕｌｌ Ｂｒｉｄｇｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＣＤＲＺＶＳ ＰＷＭＦＢ变换器），实现两个绕组电压相位交错的滤波电感的集成。研究结果证２ｌ开关电源中磁集成技术的应用研究明磁集成技术有利于减小磁心体积和铁损，同时指出ＩＭ中较大的集中气隙会带来磁件铜损的增加。６．第六章详细分析耦合电感对多路输出电源性能的影响，在分析的基础上提出： 通过改变耦合电感的绕制方法调整绕组间的漏感关系，可以调整输出电流脉动。７．第七章对磁集成技术的作用、磁集成技术应用中常用的变换方法等进行总结，并从ＩＭ中磁通关系的角度出发，归纳了磁件集成常用的方式；８．第八章总结本文的研究工作，突出研究工作的贡献和创新点，并对未来的工作进行展望。１．７本章小结本章主要回顾了磁集成技术的发展历史，系统地总结和分析了磁集成技术的研究 内容以及磁集成技术在多种场合应用的一般方法，如图１．２２所示。文中指出应用磁 集成技术的关键是结合具体电路选择恰当的ＩＭ。本章的文献综述，为课题的研究提供技术背景。图ｌ?２２磁集成技术应用研究内容示意图南京航空航天大学博士学位论文参考文献【１】Ｒ．Ｈｕｌｊａｋ，ｖ－Ｔｈｏｔｔｕｖｅｌｉｌ，Ａ．ＭａｒｓｈＡＰＥＣ，２０００，ＰＰ．１０－１７． ａｎｄＢ．Ｍｉｌｌｅｒ，“Ｗｈｅｒｅ ＡｒｅＰｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｉｅｓ Ｈｅａｄｅｄ”，ＩＥＥＥ－［２］Ｃｂｌａｋｅ，Ｄ．Ｋｉｎｚｅｒａａｎｄ ＥＷｏｏｄ，“Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｖｅｒｓｕｓｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓａｖｅｒｓｕｓｓｃｈｏｔｔｋｙ ｄｉｏｄｅｓ：Ａ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆｔｈｅ ｌｏｓｓｅｓ ｏｆｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｔｈｅ ｌｏｓｓ ｏｆｓｃｈｏａｋｅｙ ｄｉｏｄｅ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ”，ＩＥＥＥ―ＡＰＥＣ，１９９４，ＰＰ．１７－２３【３】阮新波，严仰光，《直流开关电源的软开关技术》，科学出版社，２０００年第１版。［４】Ｃｏｎｏｒ Ｑｕｉｎｎ，Ｋａｒｌ Ｒｉｎｎｅ，Ｔｅｒｅｎｃｅ ０’Ｄｏｎｎｅｌｌ，Ｍａｅｖｅ Ｄｕｆｆ）＇，Ｃｌａｎ．Ｏ．Ｍａｔｈｕｎａ，“Ａ Ｒｅｖｉｅｗ ｏｆＰｌａｎａｒＭａｇｎｅｔｉｃＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，２００１，ＰＰ．１１７５?１１８３．【５】５Ｊ．Ｌｏｐｅｒａ，Ｍ．Ｐｒｉｅｔｏ，Ａ．Ｐｅｒｎｉａ，Ｍ．ｄｅ Ｇｒａａｆ，ｗ Ｗａａｎｄｅｒｓ，Ｌ．Ａｌｖａｒｅｚ，“Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｅｌｅｍｅｎｔｓ Ｕｓｉｎｇ Ｔｈｉｃｋ－Ｆｉｌｍ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ”，ＩＥＥＥ?ＡＰＥＣ，１９９８，ＰＰ．４０７－４１３．【６】蔡宣三，龚邵文，“高频功率电子学”，科学出版社，１９９３年第１版，ＰＰ．２７１―３０２。【７】Ｊ．Ｗｅｉ，Ｐ．Ｘｕ，Ｈ．－Ｐ＿Ｗｕ，Ｆ１２ＶＬｅｅ，Ｋ．Ｙａｏ ａｎｄ Ｍ．Ｙｅ，“Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆＴｈｒｅｅＴｏｐｏｌｏｇｙ ＣａｎｄｉｄａｔｅｓｆｏｒＶＲＭ”，ＩＥＥＥ?ＡＰＥＣ，２００１，ＰＰ．２４５－２５１．Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅｏｎ［８】Ｌｉｏｙｄ Ｈ．Ｄｉｘｏｎ Ｊｒ，“Ｔｈｅ Ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆＬｅａｋａｇｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ ＳｕｐｐｌｙＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ”，Ｕｎｉｔｒｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｄｅｓｉｇｎ Ｓｅｍｉｎａｒ，１９９０，Ｐ２，ＰＰ．１－７．【９】Ｍ．Ｊ．Ｐｒｉｅｔｏ，Ａ．Ｆｅｍａｎｄｅｚ，Ｊ．Ｍ．Ｄｉａｚ，＆ｅｔｃ，“ｌｎｆｌｕｎｃｅＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ＂，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９９９，ＰＰ．１１７５－１１８０．ｏｆ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ Ｐａｒａｓｉｔｉｃｓ ｉｎ Ｌｏｗ－Ｐｏｗｅｒ［１０】ＧｏｒｄｏｎＢｌｏｏｍ，Ｒｕｄｙ Ｓｅｖｅｍｓ，“Ｔｈｅ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄｕｓｅｏｆ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｍａｇｎｅｔｉｃｓａｎｄ ｚｅｒｏ－ｒｉｐｐｌｅｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎ ｓｗｉｔｃｈｍｏｄｅ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”，ＩＥＥＥ－ＰＥＳＣ，１９８４，ＰＰ．１５―３３．［Ｉ Ｉ】ｌｏｎｅＤａｎＪｉｔａｒｕ，Ａｌｅｘａｎｄｒｕ Ｉｖａｓｃｕ，“ｑｕａｓｉ－ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｍａｇｎｅｔｉｃａｎ ａｖｅｎｕｅｆｏｒ ｈｇｈｅｒ ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙａｎｄ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｉｎ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，”ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９９７，ＰＰ．３９５－４０２．【１２】Ｄｏｎ．Ｓｔａｆｆｉｅｒｅ，Ｊｉｍ．ｓａｒｊｃａｎｔ，“Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ【１３１Ｇ．Ｂ．Ｃｒｏｕｓｅ，“Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｆｉｌｔｅｒ．”Ｕ．Ｓ．ＰａｔｅｎｔＲｏａｄｍａｐ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９９８，ＰＰ．３－８．１，９２０，９４８（Ａｕｇｕｓｔ ｌ，１９３３）［１４】Ｇｌｅｎｎ Ｃ．Ｗａｅｃｈｎｅｒ，“Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｃｏｍｍｏｎ ｏｕｔｐｕｔ ｆｉｌｔｅｒ”，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ ３，９１６，２８６（Ｏｃｔ．２８，１９７５）．［１ ５】Ｊ．ｃｉｅｌｏ ａｎｄ Ｈ．Ｈｏｆｆｍａｎ，“ＣｏｍｂｉｎｅｄＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ａｎｄＩｎｄｕｃｔｏｒ Ｄｅｖｉｃｅ，”Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ ３，５５３，６２０（Ｊａｎｕａｒｙ ５，１９７１）．［１６］Ｊ．ｃｉｅｌｏ ａｎｄ Ｈ．Ｈｏｆｆｍａｎ，“Ｃｏｍｂｉｎｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ａｎｄ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｄｅｖｉｃｅ，”Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ ３，６９４，７２６ （Ｓｅｐ．２６，１９７２） ［１７】Ｓｌｏｂｏｄａｎ．Ｃｕｋ Ｍｉｄｄｌｅｂｒｏｏｋ，Ｒｏｂｅｒｔ．Ｄ．“ＤＣ－ｔｏ－ＤＣ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｖｅｎｅｒ＇’，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ ４，１８４，１９７ （Ｊａｎｕａｒｙ １５，１９８０）．２３开关电源中磁集成技术的应用研究【１８】Ｓｌｏｂｏｄａｎ．Ｃｕｋ，“Ｐｕｓｈ－ｐｕｌｌ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ”，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ ４，１８６，４３７（Ｊａｎｕａｒｙ ２９，１９８０）．【１９】Ｓｌｏｂｏｄａｎ．Ｃｕｋ，“ＤＣ－ｔｏ―ＤＣｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｚｅｒｏｉｎｐｕｔ ａｎｄ ｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｒｉｐｐｌｅ ａｎｄｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｍａｇｎｅｔｉｃｓ ｃｉｒｃｕｉｔｓ”，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ ４，２５７，０８７（Ｍａｒｃｈ １７，１９８１）．［２０１ Ｓｌｏｂｏｄａｎ．ＣｕＬ Ｍｉｄｄｌｅｂｒｏｏｋ，Ｒｏｂｅｒｔ．Ｄ，“ＤＣ―ｔｏ―ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｈａｖｉｎｇ ｒｅｄｕｃｅｄ ｒｉｐｐｌｅ ｗｉｔｈｏｕｔｎｅｅｄ ｆｏｒａｄｊｕｓｔｍｅｎｔｓ”，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ ４，２７４，１３３（Ｊｕｎｅ １６，１９８１）．［２ｌ】朱彦，“新型ＺＶＴ软开关直流升压变换器的研究”，南京航空航天大学硕士论文，１９９４年２月。［２２】ＥｄＢｌｏｏｍ，“Ｃｏｒｅ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ＆ｄｅｓｉｇｎ ａｓｐｅｃｔｓ ｏｆａｌｌｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ―ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｏｒｗａｒｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒ＇’，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９８６，ＰＰ．１４１―１５０．【２３】ＥｄＢｌｏｏｍ，‘＇Ｎｅｗ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ?ｍａｇｎｅｔｉｃＤＣ－ＩＸ：ｐｏｗｅｒｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔｓ＆ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９８７，ＰＰ，５７?６６．［２４］Ｇ．Ｅ．Ｂｌｏｏｍ，Ｒｕｄｙ Ｓｅｖｅｒｎｓ，“Ｍｏｄｅｍｐｕｂｌｉｓｈｅｄ ｉｎ １９８４ ｂｙＤＣ－ｔｏ－ＤＣＳｗｉｔｃｈｍｏｄｅＰｏｗｅｒＣｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ”，Ｖａｎ Ｎｏｒｓｔｒａｎｄ Ｒｅｉｎｈｏｌｄ Ｉｎｃ，ＰＰ．２６２―３２５．Ｈｕａ，Ｄａｎ Ｓａｂｌｅ，Ｆｒｅｄ Ｌｅｅ，“Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，Ｌｏｗ Ｐｒｏｆｉｌｅ，Ｌｏｗ［２５】Ｗｅｉ ｃｈｅｎ，ＧｕｉｃｈａｎＶｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ”，ＶＰＥＣ’１９９７，ＰＰ．１４?２０．【２６】ＤａｖｉｄＣ．Ｈａｍｉｌｌ，“ＬｕｍｐｅｄＥｑｕａｖａｌｅｎｔ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｏｆＭａｇｎｅｔｉｃＣｏｍｐｏｎｅｎｔｓ：Ｔｈｅ Ｇｙｒａｔｏｒ－ＣａｐａｃｉｔｏｒＡｐｐｒｏａｃｈ”，ＩＥＥＥ Ｔ－ＰＥ，Ｖ０１．８．Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ．１９９３，ＰＰ．９７－１０３．【２７】ＤａｖｉｄＣ．Ｈａｍｉｌｌ，“Ｇｙｒａｔｏｒ－ＣａｐａｃｉｔｏｒＭｏｄｅｌｉｎｇ：Ａ ｂｅｔｔｅｒ Ｗａｙ ｏｆ Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ＭａｇｎｅｔｉｃＣｏｍｐｏｎｅｎｔｓ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９９４，ＰＰ．３２６―３３２．【２８］Ｌｉａｎｇ．Ｙａｎ，Ｂｒａｄ．Ｌｅｈｍａｎ，“Ｂｅｔｔｅｒ Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ａｎｄ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ ｗｉｔｈＳｉｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｇｙｒａｔｏｒ Ｍｏｄｅｌ Ｍｅｔｈｏｄ＇’，ＩＥＥＥ－ＰＥＳＣ，２００１，ＰＰ．４３３－４３８．［２９１ Ｍ．Ｅａｔｏｎ，Ｓｈｏｒｅｍｉｎｅ，“Ａｄｄｉｎｇ ＦｌｕｘＰａｔｈｓｔｏＳＰＩＣＥ’ｓ Ａｎａｌｙｔｉｃａｌ Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ Ｉｍｐｒｏｖｅｓ ｔｈｅ ＥａｓｅａｎｄＡｃｃｕｒａｃｙ ｏｆＳｉｍｕｌａｔｉｎｇＰｏｗｅｒＣｉｒｃｕｉｔｓ＂，１ＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９９８，ＰＰ．３８６－３９２．［３０】Ｄａｖｉｄ Ｋｉ－Ｗａｉ Ｃｈｅｎｇ，Ｌｅｕｎｇ－Ｐｏｎｇ Ｗｏｎｇ，Ｙｉｍ―Ｓｈｕ Ｌｅｅ，“Ｄｅｓｉｇｎ，Ｍｏｄｅｌｉｎｇ，ａｎｄ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ ｆｏｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ＇’，ＩＥＥＥ－ＰＥＳＣ，２０００．ＰＰ．３２０－３２５．【３１】Ｌｅｕｎｇ―Ｐｏｎｇ Ｗｏｎｇ，Ｙｉｍ?Ｓｈｕ Ｌｅｅ，Ｄａｖｉｄ Ｋｉ―ＷａｉＣｈｅｎｇ，“Ａ Ｎｅｗ Ａｐｐｒｏａｃｈｔｏｔｈｅ ＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆＩｎｔｅｒａｔｅｄＭａｇｎｅｔｉｃｓ”，ＩＥＥＥ－ＰＥＳＣ，２００１ ｐｐ．１１９６―１２０２．［３２】Ｐｉｔ－Ｌｅｏｎｇ Ｗｏｎｇ，Ｑｉａｏｑｉａｎ Ｗｕ，ＢｏｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇＹａｎｇ ａｎｄ Ｆｒｅｄ Ｃ．Ｌｅｃ，“Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｎｇ ｃｏｕｐｌｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｉｎ ｔｈｅＱＳＷ ＶＲ／ｖｌ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，２０００，ＰＰ．９７３－９７８．［３３】Ｍａｏ Ｙｅ，Ｐａｎｇ Ｘｕ，Ｆｒｅｄ Ｃ．Ｌｅｅ，Ｊｉａ Ｗｅｉ ａｎｄ Ｋａｉｗｅｉ Ｙａｎ，“Ｓｔｕｄｙ ｏｆＴｈｒｅｅ Ｔｏｐｏｌｏｇｙ Ｃａｎｄｉｄａｔｅｓ ｆｏｒ４８ＶＶＲＭ”，ＣＰＥＳ’２００１，ＰＰ．２７１－２８０．【３４】Ｐｅｎｇ Ｘｕ，Ｍａｎ Ｙｅ，Ｘｉａｎｅｈｎａｎ Ｊｉａ，Ｐｉｔ－Ｌｅｏｎｇ Ｗｏｎｇ ａｎｄ Ｆｒｅｄ Ｃ．Ｌｅｅ，“Ｔｈｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ－ＦｉｌｔｅｒＰｕｓｈ－Ｐｕｌｌ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ４８Ｖ Ｉｎｐｕｔ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ Ｍｏｄｕｌｅｓ”，ＣＰＥＳ’２００１，ＰＰ．２５７－２６４．南京航空航天大学博士学位论文 【３５】Ｐ．Ｘｕ，ＦＬｅｅ，“Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｈｉｇｈ－Ｉｎｐｕｔ Ｖｏｌｔａｇｅ ＲｅｇｕｌａｔｏｒＭｏｄｕｌｅｓ、ⅣｉｔｌｌａＮｏｖｅｌ ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＭａｇｎｅｔｉｃｓ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，２００１，ＰＰ．２６２－２６７．【３６】一Ｆ Ｗｕ，Ｙ Ｊ．Ｗｕ，Ｃ．Ｈ．Ｃｈａｎｇ，ｚ．Ｒ．Ｌｉｕ，“Ｒｉｐｐｌｅ―Ｆｒｅｅ，Ｓｉｎｇｌｅ―ＳｔａｇｅＤｉｔｈｅｒ－Ｂｏｏｓｔ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｏｒ＇’，ＩＡＳ’１９９７，ＰＰ．２３７２－２３７９．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ＢａｌｌａｓｔＳ ｗｉｔｈ【３７】Ｊ．Ｗａｎｇ，ｗ．Ｄｕｎｆｏｒｄ，Ｋ．Ｍａｕｃｈ，‘‘ＡＦｉｘｅｄ Ｄｕｔｙ Ｃｙｃｌｅ Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｒｉｐｐｌｅ Ｆｒｅｅ ＩｎｐｕｔＣｕｒｒｅｎｔ ｆｏｒ Ｕｎｉｔｙ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ?ＡＰＥＣ，１９９６，ＰＰ．１ １７７－１ １８３．【３８】Ｊ．Ｗａｎｇ，ｗ Ｄｕｎｆｏｒｄ，Ｋ．Ｍａｕｃｈ，“ＤｅｓｉｇｎＩＥＥＥ?ＰＥＳＣ，１９９５。ＰＰ．２７３－２７９．ｏｆ ＢｏｏｓｔａｎｄＢｕｃｋ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ”，【３９】Ｊ．Ｗａｎｇ，ｗ Ｄｕｎｆｏｒｄ，Ｋ．Ｍａｕｃｈ，‘＇ＡｎａｌｙｓｉｓｏｆａＲｉｐｐｌｅ－ｆｒｅｅ Ｉｎｐｕｔ Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ”，ＩＥＥＥ Ｔ－ＰＥ，ｖ０１．２，ｎｏ．１４，ＰＰ．６８４－６９４，Ｊｕｌｙ １９９７．［４０】Ｍｉｋｅ Ｍｅｉｎｈａｒｄｔ，ＭａｅｖｅＩｎｄｕｃｔｏｒ ａｎｄＤｕｆｆｙ，Ｔｅｒｅｎｃｅ ０’Ｄｏｎｎｅｌｌ，＆ｃＩｃ，‘＇Ｎｅｗ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｏｆＲｅｓｏｎａｎｔＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＤｅｓｉｇｎ，Ｒｅａｌｉｓａｔｉｏｎ，Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９９９。ＰＰ．１ １６８－１ １７４． Ｍａｇｎｅｔｉｃｓｉｎ Ｒｅｓｏｎａｎｔ【４１】ＡｒｋａｄｉｙＫａｔｓ，Ｇｒｅｇｏｒｙ Ｉｖｅｎｓｋ５ Ｓａｍ Ｂｅｎ－Ｙａｋｏｖ，“Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ＩｎｔｅｒａｔｅｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，１９９７ｐｐ．９２５－９３０【４２】叶慧贞，杨兴洲，‘开关稳压电源》，国防工业出版社，１９９０年，ｐｐ．７８．７９。 【４３】邱关源，＜电路》，人民教育出版社，１９７９年，第二版。 ［４４】Ｇｅｒａｌｄ ｗ ＭａｇｎｅｔｉｖｃＬｕｄｗｉｇ，Ｓａｙｅｄ－Ａｍｒ Ｅｌ－Ｈａｍａｍｓｙ，“Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ ａｎｄ Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ Ｍｏｄｅｌｓ ｏｆ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ＇’，ＩＥＥＥ Ｔ－ＰＥ，ｖ０１．６，ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ．１９９１，ｐｐ．２４０－２５０． ａｎｄ Ｆｒｅｄ Ｃ．Ｌｅｅ，“Ａ ｎｏｖｅｌ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｕｒｒｅｎｔ【４５】Ｐｅｎｇ Ｘｕ，Ｑｉａｏｑｉａｏ Ｗｕ，Ｐｉｔ－Ｌｅｏｎｇ Ｗｏｎｇｒｅｃｔｉｆｉｅｒ＇’，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ，２０００．ＰＰ．７３５?７４０．ｄｏｕｂｌｅｒ【４６】ｗＣｈｅｎ，Ｆ Ｃ．Ｌｅｅ，Ｘ．Ｚｈｏｕａｎｄ Ｐ＿Ｘｕ，“Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｐｌａｎａｒ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉ―ＭｏｄｕｌｅＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｄＱｕａｓｉ－Ｓｑｕａｒｅ－Ｗａｖｅ（ＱＳＷ）ＤＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ＇’，ＩＥＥＥ－ＰＥＳＣ，１９９９，ＰＰ．７５９?７６３．ｎｅｗ【４７】Ｃ．Ｐｅｎｇ，Ｍ．Ｈａｎｎｉｇａｎ，Ｏ．Ｓｅｉｅｒｓｅｎ，‘‘ＡＰＰ．２３６?２４３．ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ＇’，ＨＦＰＣ’１９９１，【４８】Ｅｄ Ｂｌ}