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求助：电机矢量控制时PI调节时遇到的问题
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电机矢量控制的PI调节时（转速外环，电流内环），PI调大时，转速跟踪的快速性较好但作为SVPWM输入的交直轴电压较早的超过了电压合成矢量的最大值；PI调小时，电机反馈的交直轴电压能够很好的跟踪上指令得到的交直轴电压（即相对于PI调大时其已超出最大值），但转速跟踪的快速性变差；两者如何取舍？谢谢！
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超过了电压合成矢量的最大值,说明你的逆变器达到饱和, 如果硬件允许, 可以加大逆变器的容量
至于取舍, 你应该根据系统指标要求来, P大, 系统增益大, 当然系统响应变快了, 静态误差也变小,但当功率放大模块容量不够时, 就饱和了, 进入了非线性区,
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& & 谢谢你的解答！只是困惑在对于相同的条件，仅仅调节转速闭环的PI值，当系统稳定后，转速和电流能够跟踪上指令值。但PI值小情况，指令电压合成矢量未超过最大值；而PI值大的情况，指令电压合成矢量超过了最大值。也就是说，对于不同的转速PI值，指令电压合成矢量到达最大值时对应于不同的转速？？？对这一点不理解，不知问题出在哪。。。
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我也不理解了，你的意思是当PI大，在稳态的时候电压合成矢量超过最大值，还是仅仅动态的时候达到饱和？
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签到天数: 8 天连续签到: 1 天[LV.3]偶尔看看II
楼主应该是说PI参数较大时调节出的Uαβ太大，从而SVPWM进入饱和区。这应该是超调太大所致，另外不知道你SVPWM里有没有抗饱和的功能。另外速度环的响应取决于速度环PI参数的好坏，我认为先调电流环参数至理想特性，再调速度环，就可以保证电流环超调量小、跟踪特性好，也可以保证速度响应的快速性
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blazeblade
& & 谢谢你的解答！！
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单位负反馈控制系统的开环传递函数为G(s)=(0.4S+1)/s(s+0.6)。试求上升时间、峰值时间、超调量和调
我有更好的答案
这个你看看书的前面 就是带公式。有些符号不好打出来的，所以就的你自己看看哦
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mosfet陡化前沿超调量问题
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原理图大致如下
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仿真结果如图
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实际测量各部分波形大致如图
根据设计要求，产生的陡前沿方波tr小于60ns，ts（10%Uo-Uo±0.03Uo）小于200ns
实际产生的方波会有一个好超调的毛刺，这个毛刺严重影响Ts，虽然可以根据增加最后一级mosfet负载电阻来减小超调从而减小ts，但是同时会增大tr。由于最终负载电容在1-100pF，负载100pF时想保持Tr小于60ns还是不太容易。虽然仿真可以达到，但是实物我之前试了几次都不太成功。
图中接入1pF和10pF两种电容，在负载电阻为900欧左右时可以同时满足Tr&60ns。但是在两种电容值下，Ts并不同时&200ns。
问题1：我在想是不是必须得给每种电容 (1pF 10pF 100pF)都单独用一个mosfet来产生最后的陡化前沿方波，而不是像之前用一个mosfet同时带1pF 和10pF。然后用继电器来切换电路（之前为用继电器切换电容）。想听听大家意见这个想法合理吗
问题2：除去改变负载电阻之外还有什么可以调节tr 以及ts（超调）的方法？或者这个超调是如何产生的？
问题3：图中绿色的波形是我根据一个方波变正弦波的电路改变过来的。后来考虑到下降沿还是太快，所以想将绿色波形改变为类似于梯形的波形，但是找来找去都没看到有类似的，请教各位大神该如何去做。
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清把示波器屏幕上四条线与电原理图中测试点联系起来。否则无法知道某波形是哪一点的波形。
黄色：V1方波波形（输入）
绿色：经放大器整形后的输出波形（R13左边）
蓝色：Q2漏级输出电压，探针6电压，与图二仿真结果类似。
红色：经电阻R12转换的脉冲波形&
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清把示波器屏幕上四条线与电原理图中测试点联系起来。否则无法知道某波形是哪一点的波形。
黄色：V1方波波形（输入）
绿色：经放大器整形后的输出波形（R13左边）
蓝色：Q2漏级输出电压，探针6电压，与图二仿真结果类似。
红色：经电阻R12转换的脉冲波形
看不出四条波形有什么不正常之处。
V1和V2用两个独立信号源，目的是什么？&
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黄色：V1方波波形（输入）
绿色：经放大器整形后的输出波形（R13左边）
蓝色：Q2漏级输出电压，探针6电 ...
看不出四条波形有什么不正常之处。
V1和V2用两个独立信号源，目的是什么？
V1 V2动作时间有一定延迟，大概在半个周期，目的是为了把绿色波形“切”为蓝色波形。因为需要一个陡化前沿和一个缓慢下降的后沿。
目前四条波形形状是没什么问题。但是陡化前沿并不满足Ts&
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看不出四条波形有什么不正常之处。
V1和V2用两个独立信号源，目的是什么？
V1 V2动作时间有一定延迟，大概在半个周期，目的是为了把绿色波形“切”为蓝色波形。因为需要一个陡化前沿和一个缓慢下降的后沿。
目前四条波形形状是没什么问题。但是陡化前沿并不满足Ts&200ns的要求。原因是会有一个超调影响其达到稳定的时间。Tr&60ns相对来说比较容易达到，r13减小，tr也会缩短，然而这样会增大超调，使ts增大。产生超调的原因是来自前面的放大器部分，但是具体为什么我并不是很理解，所以前来求助。另外就是除去调节r13的大小还有别的方式可以优化陡化前沿吗？
由首帖和后续各帖，我理解Tr是脉冲上升时间，但不知道Ts是指什么，猜测Ts（10%Uo-Uo±0.03Uo）是指达到稳定时间。
另，tr和Tr最好不混用。&
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V1 V2动作时间有一定延迟，大概在半个周期，目的是为了把绿色波形“切”为蓝色波形。因为需要一个陡化前 ...
由首帖和后续各帖，我理解Tr是脉冲上升时间，但不知道Ts是指什么，猜测Ts（10%Uo-Uo±0.03Uo）是指达到稳定时间。
另，tr和Tr最好不混用。
啊是的是的！ Ts是10%Uo-Uo±0.03Uo
我我下次注意用Tr 和Ts&
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由首帖和后续各帖，我理解Tr是脉冲上升时间，但不知道Ts是指什么，猜测Ts（10%Uo-Uo±0.03Uo）是指达到稳 ...
啊是的是的！ Ts是10%Uo-Uo±0.03Uo
我我下次注意用Tr 和Ts
要上升时间短，减小R13。因为MOS管漏极处电压上升全靠R13上拉实现，而MOS管漏极对门极对源极都存在分布电容。&
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啊是的是的！ Ts是10%Uo-Uo±0.03Uo
我我下次注意用Tr 和Ts
要上升时间短，减小R13。因为MOS管漏极处电压上升全靠R13上拉实现，而MOS管漏极对门极对源极都存在分布电容。
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自动控制原理中阻尼比ζ对超调量δ﹪的影响,当ζ=1时,为什么超调量为0?
阻尼比为1是临界阻尼,对于二阶系统,δ﹪=e^-πζ/√1-ζ^2,当ζ趋于1时,δ﹪趋于0.其余类似! 再问： 我知道这个公式，可是当ζ=1时，e的次方那分母为0了，不是没有意义了嘛，是得不出超调量为0的啊~所以在阻尼比为1时，是不是根据系统为非震荡的来判断其超调量为0的啊？只有当阻尼比在-1到1之间，才可以用这个公式？ 再答： ζ在0到1之间时可以用这个公式，ζ小于0时系统不稳定，不能用。你可以取ζ无限趋近于1来研究δ﹪变化趋势。系统为非震荡，其超调量为0，这句话没错。
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与《自动控制原理中阻尼比ζ对超调量δ﹪的影响,当ζ=1时,为什么超调量为0?》相关的作业问题
楼主你好,我想你所指,应该是对于这种类型的题目:在根轨迹图形中,求满足特定条件(如:阻尼比最小、临界稳定、阻尼比为特定值等等)的闭环传递函数,当然此时,开环传递函数(根轨迹增益待定)必须是已知的.事实上,若求闭环传递函数,只需求出开环传递函数,而开环传递函数中,也仅仅只有根轨迹增益K*是未知的,因此,核心问题在于如何知
首先,一阶系统（惯性环节）的对数幅频特性曲线可近似看做由两条曲线组成：以ω=1/T为转折频率,ω＜1/T取0dB的水平直线,ω＞1/T时取斜率为-20dB/dec的直线.所以,一阶系统（惯性系统）应先化为标准的1/(Ts+1),则转折频率为ω=1/T.二阶系统（震荡环节）的对数幅频特性曲线也可以近似的看做由两条直线组成
简单举例下：比如比例系数大,调节迅速,因为一旦发现误差就用大的调整量迅速调整.而微分系数大,抗干扰变强,因为一旦发现误差有变大的趋势就用大的调整量抵抗变化.那你说如果按照快速性要求是不是就会导致误差要快速变化,那这个时候微分的作用还是根据自己的计算办法发现误差在快速变化,这个时候就会抗拒这个调整作用.所以快速性一旦达到
常数5的存在使其变成了非线性.
是因为常数5,只要有常数存在,就不是线性.
一个传递函数有三个形式：1,只有分子,分子多项式=0,求得的解就是零点.2.只有分母,另分母多项式=0,求得的解就是极点.3.有分子和分母,那么分子的解就是零点,分子的解就是极点.
第一问：第一步：第二个引出点前移至第一个引出点之前,则得到一个并联环节和一个反馈环节的串联,可直接化简：并联为（1+G1）,反馈为1/（1+G1）.两者相乘可得1.见图1.第二步：把四个引出点前移至第三个引出点前.同理得（1+G2）*[1/1+G2]=1.所以最后结果为1.
首先讲讲稳定：对与经典的传递函数描述的系统,一般我们讲的稳定指的是BIBO稳定,即有界输入有界输出稳定.即一个系统如果对任意有界输入得到有界输出,它就是BIBO稳定的.当然还有很多其他的稳定概念,比如李亚普诺夫稳定、一致稳定、渐进稳定、指数稳定,等等.但是无论如何定义的稳定,都是系统本身的特性,与特定的输入信号是无关的
首先求解平衡点构造李雅普若夫函数为正定(通常比较常用的是V(x)=x1^2+x2^2)1.V'(x)半负定 系统平衡点在李雅普诺夫意义下是稳定的2.V'(x)负定或者虽然V'(x)半负定,但是除去x=0外,V'(x)不恒为0 系统渐进稳定当||x||趋于无穷时,V(x)趋于无穷 系统大范围渐进稳定3.V'(x)正定 系
看看解答,祝好!
如果你所用的是寿松老师第五版的书,在P152指出:法则5 根轨迹的分离点与分离角.分离角为(2k+1)π/l其中l为该分离点处的根轨迹条数,k=0,1,...,l-1显然,当l=2时,分离角必为直角.一般常见的根轨迹都是两条在实轴分离,此时确实垂直于实轴,但不为垂直的情况确实存在,这与到底有几条根轨迹在此点分离有关
由一个积分环节,一个惯性环节（转折处斜率要减少20dB/dec）组成.整理后得到&&&T(s)=20/s(s/0.5+1)&即放大倍数为20,转折频率为0.5.由幅频特性得到剪切频率为3.14.幅频特性曲线就可以确定下来了.相频特性曲线的确定：由于有积分环节,相频特性曲线从-90
复数的指数形式,换个马甲你就不认识了；幅值是1不用算,相角是-w
这是有关用Routh判据处理相对稳定性的应用,思路如下,把虚轴左移4个单位,即用新的变量s*－4代替原特征方程中的变量s,整理出以s*为变量的方程,列写Routh表,如果第一列符号有变化,变化的次数即是比—4大的根的个数!如果Routh表出现了全零行,则以全零行的上一行构造辅助方程,且解此辅助方程,如果有虚根,则是等于
以下是我个人对此问题的看法：根轨迹中,分离点和汇合点的方程可以由A‘(s)B(s)-A(s)B'(s)=0给出,其中A、B为G的分子、分母多项式.这是一个关于s的多次方程在解这个方程的时候,由代数方程的知识,如果该方程为3、4次,求解公式会很繁琐,如果是5次及以上的方程,则不存在统一的求根公式因此在此方程大于等于3次的
极坐标图,没啥大用,都用伯德图.极坐标图,每一点表示一个幅值比和相角,对应一个频率,也就对应伯德图上的一点.有了极点零点分布图,就有了传递函数,及组成传涵的典型环节,就差个开环增益.从而就决定了相频特性和幅频特性的形状.如果根据极点零点分布图,粗略绘制开环极坐标图,可参考伯德图的绘制方法,等价的；不大清楚你想问什么
这个不一定啊!比如说那种有零极点对消的传递函数,前向通道G1(S)=K/[S(S+2)(S+3)],反馈通道G2(S)=(S+2),化简后G(S)=G1(S)=K/[S(S+3)],他可能存在多余的成对出现的零极点,在根轨迹图像上表现出来的就是那些零极点没有出现在根轨迹上,他们的位置与开环放大倍数无关,不受约束,这种就
根据根轨迹的相角条件确定的.根轨迹上所有的点都必须满足到零点的角度和减去到极点的角度和等于（180度+k*360度）现在你要确定根轨迹上某一个极点的出射角.那么这个极点到所有其他零点或者极点的角度你都是知道的剩下未知的就是这个根到这个极点的角度,这就是所谓的起始角或者是终止角.利用一下相角条件,就解出来了 再问： 好的
看看吧,不晓得能不能帮到忙哈!}