LED驱动电源研究_甜梦文库
LED驱动电源研究
重庆大学 硕士学位论文 LED驱动电源研究 姓名：黎平 申请学位级别：硕士 专业：电气工程 指导教师：周雒维
重庆大学硕士学位论文中文摘要摘要随着能源危机和气候交暖问题越来越严重，节能已经成为全球普遍关注的话 题，人们通过各种途径寻找新的节能方式。照明是人类消耗能源的重要方面。照明 约占世界总能耗的２０％，因此绿色节能照明的研究越来越受到重视。ＬＥＤ由于环 保、寿命长、光电效率高等众多优点，成为了照明领域关注的焦点，近年来发展 迅速。若能以ＬＥＤ照明取代目前低效率、高耗能的传统照明，无疑对缓解当前越 来越紧迫的能源短缺和环境恶化问题起到举足轻重的作用。 ＬＥＤ是低压驱动的冷光源，它的性能受到使用环境和驱动器性能的制约。本文 针对当前ＬＥＤ驱动电源性价比普遍不高的问题，从降低ＬＥＤ驱动电源成本和提高 驱动性能出发，主要做了如下的工作。 论文首先针对台灯，壁灯这类小型ＬＥＤ灯具的特点和要求，提出了无隔离斩 波降压的设计方案，分析了电路的工作原理和性能，并对电路的参数进行了详细 的分析和仿真。为了满足更高的输出稳定精度要求，提出了两级降压的方案，对 电路进行了分析，仿真和实验． 其次，对于要求隔离的ＬＥＤ驱动场合，提出了自激振荡电路的设计方案。论 文详细分析了自激振荡电路的工作原理，并进行了小信号分析和建模。阐述了利 用自激振荡电路自激振荡的特点实现零电压准谐振开通原理，并推导出了零电压 开通实现的条件和参数设计方法，并通过仿真和实验验证了理论的正确性。 为了满足谐波限制标准对ＬＥＤ驱动电源要求，在总结了单级ＰＦＣ电路研究的 现状和对当前几类典型的单级ＰＦＣ电路进行分析和比较的基础上。论文提出了一 种绕组反馈电压型单级ＰＦＣ电路的设计方案，并对此单级ＰＦＣ电路进行了分析， 建模和仿真，对电路参数设计作了详细的阐述。同时，分析了无源吸收网络（ＬＣＤ） 在单级ＰＦＣ电路中的应用。最后，提出一种新的双绕组反馈电压单级ＰＦＣ电路， 并对电路进行了分析和仿真。关键词：ＬＥＤ。斩波电路，自激振荡，ＲＣＣ，单级ＰＦＣ，无源缓冲电路重庆大学硕士学位论文英文摘要ＡｂｓｔｒａｃｔＷｉｔｈｉｎ蝴ｉｎｇｌｙ８ｎｓｅｒｉｏｕｓ ｅｎｅｒｇｙ ｃｒｉｓｉｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｉｓｓｕｅ ｏｆ ｃｌｉｍａｔｅａｃｈａｎｇｅ，ｅｎｅｒｇｙｓｏｕｇｈｔ ｎｅｗｃｏｎｓｅｘｖａｔｉｏｎ ｈａｓ ｂｃｃｏｍｃｔｏｐｉｃ ｏｆ ｃｏｍｍｏｎ ｔｈａｔ ｉｓｃｏｎｃｃｍ．Ｖａｒｉｏｎｓ ｍｅａｌ丝ａｍ ２０％ｏｆ ｔｈｅｅｎｅｒｇｙ－ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｍａｎｎｅｒｓ．Ｌｉｇｈｔｉｎｇｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ ｉｓａｔｔｃｍｌｏｎｔ０ａｂｏｕｔｗｏｒｌｄ＇ｓ ｔｏｔａｌ ｅｎｅｒｇｙ ｔｈｅ ｍｏｒｃ ａｎｄ ｍｏｒｃｉｍｐｏｒｔａｎｔ ａｓｐｅｃｔ ｏｆｅｎｅｒｇｙ ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ，Ｓｏｇｒｅｅｎｇｒｅｅｎｅｎｅｒｇｙ－ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｌｉｇｈｔｉｎｇ．Ｂｅｃａｕｓｅａｄｖａｎｔａｇｅｓ，ｉｔ ｈａｓＬＥＤ，ｌｏｎｇｌｉｆｅ，ｈｉｇｈｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｐｈｏｔｏｅｌｅｃｔｒｉｃ ｍａｎｙｆｉｅｌｄ ｏｆｃｕｒｒｅｎｔｂｅｃｏｍｅ ｔｈｅｆｏｃｕｓ ｏｆ ａｔｔｅｎｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅｌｉｇｈｔｉｎｇａｎｄ ｄｅｖｅｌｏｐｅｄ ｒａｐｉｄｌｙ ｉｎ ｒｅｃｅｎｔ ｙｅａｒｓ．Ｉｆ ＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇａｔｏ ｒｅｐｌａｃｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｌｉｇｈｔｉｎｇｗｉｔｈ ｌｏｗ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｕｎｄｏｕｂｔｅｄｌｙ ｉｔ ｗｉｌｌ ｐｌａｙ ａｎｄ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌ ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ．ｐｉｖｏｔａｌ ｒｏｌｅ ｔｏｅ雠ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ ｅｎｅｒｇｙ ｓｈｏｒｔａｇｅｌｉｇｈｔ ＳＯＵＩ－ｃｅ ｄｒｉｖｅｎ ｂｙ ｔｈｅ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ ａｎｄ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓｕｐｐｌｙｓ ｆｏｒ ＬＥＤａｒｅＬＥＤ ｉｓ ｃｏｌｄｂｙ Ｌｏｗ－ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｉｔｓ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｓ ｉｎｆｌｕｅｎｃｅｄｏｆｔｈｅ ｄｒｉｖｅｒｓ．Ｔｏ ｓｏｌｖｅ ｔｈｉｓ ｐｒｏｂｌｅｍ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒｃｏｓｔ，ｎｌａｉｎｌｙ ｔｈｅ ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ ｗｏｒｋ ａｂｏｕｔ ｔｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ ｆｏｒ ＬＥＤｈａｓ ｂｅｅｎ ｄｏｎｅ ｉｎ ｓｕｃｈ ｏｃｃａｓｉｏｎｓ ｗｉｔｈ ＡＣ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎｐｕｔ． Ａｔ ｆｉｒｓｔ，ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｗｉｔｈｏｕｔ ｔｈｅ ｉｓｏｌａｔｉｏｎ ｉｓ ｂｒｏｕｇｈｔ ｆｏｒｗａｒｄ ｔｏ ｔｈｅ ＬＥＤ ｒｅａｄｍｇｌａｍｐ ａｎｄ ｗａｌｌ ｌａｍｐ．Ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ，ａｎｄ ｔｈｅ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ ａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ｔｏｍｅｅｔ ｔｈｅ ｈｉｇｈｅｒ ｏｕｔｐｕｔａｃｃｕｒａｃｙ，ａ ｔｗｏ ｓｔｅｐ－－ｄｏｗｎ ｐｒｏｇｒａｍ ｉｓ ｂｒｏｕｇｈｔ ｆｏｒｗａｒｄ ａｎｔｉ ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓｅｎａｌｙｚｅｄ，ｓｉｍｕｌａｔｅｄ ａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｅｄ． ｂｒｏｕｇｈｔＲ’ｒｗａｆｄ ｔｏ ｄｅｓｉｇｎ ｔｈｅ ＬＥＤ ｄｒｉｖｅｒａＳｅｃｏｎｄｌｙ，ｔｈｅ ｓｅｌｆ－ｏｓｃｉｌｌａｔｉｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓｗｉｔｈ ｉｓｏｌａｔｉｏｎ．Ａ ｄｅｔａｉｌｅｄ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄｓｍａｌｌ ｓｉｇｎｕｌ ａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ ｓｅｌｆ－ｎｓｃｉｌｌａｔｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓｄｏｎｅ．Ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆｑｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔ ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅｂｙｕｓｉｎｇ ｉｔｓ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆｏｐｅｎｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｓｅｌｆ－ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｃｒｉｂｅｄ．Ｔｈｅｓｅｍｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ ｉｓｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓｏｆ ｒｅａｌｉｚｉｎｇ ｑｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔ ＺＶＳ ａｎｄ ｔｈｅｍ啪ｓ ｏｆ ｄｅｓｉｇｎｉｎｇｔｈｅ ｃｏｒｒｅ．，ｃｌｎｅｓｓ ｏｆｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｉｓ ｄｅｄｕｃｅｄ．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ．ａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ａ托ｕｓｅｄｔｏ ｖｅｒｉｆｙＴｏｍｅｅｔ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｏｆｔｈｅ ＬＥＤ ｄｒｉｖｅｒ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｓｔａｎｄａｒｄ，ａｏｎｐｒｏｊｅｃｔｏｆａｗｉｎｄｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅ ＰＦＣ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗａｓ ｍａｄｅｔｈｅ ｂａｓｅ ｏｆ ｓｕｍｍｉＩｌＩｇｕｐ ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｔａｔｕｓ ｏｆｔｈｅ ｓｉｎｇｌｅ?ｓｔａｇｅ ＰＦＣ ｃｉｒｃｕｉｔ ｓｔｕｄｙ ａｎｄ ａ．ｕｌｙｚｍｇ ａｎｄｃｏｍｐａｒｊｎｇ ａｎｄａｔｈｅ ｓｅｖｅｒａｌ ｔｙｐｉｃａｌ ｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅ ＰＦＣ ｄｅｔａｉｌｉｅｄｄｅｓｉｇｎ ｏｆｃｉｒｃｕｉｔｓ．Ｔｈｅｆｏｒａｎａｌｙｓｉｓ，ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ，ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｔｈｅ ｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅ ＰＦＣｔｈｅｐａｒａｍｅｔｅｒｓｃｉｒｃｕｉｔｉｓａｐｒｏｖｉｄｅｄ．Ｍｅａｎｗｈｉｌｅ．ａ ｃｉｒｃｕｉｔｏｆｐａｓｓｉｖｅ ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ（ＬＣＤ）ｉｎ ｔｈｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆｎ重庆大学硕士学位论文英文摘要ｓｉｎｇｌｅ―ｓｔａｇｅＰＦＣｉｓｓｔｕｄｉｅｄ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｂｏｕｔａｎｅｗｄｏｕｂｌｅ－ｗｉｎｄｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅ ＰＦＣ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓ ｄｏｎｅ．Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ＬＥＤ，ｃｈｏｐｐｅｒｃｉｒｃｕｉｔ，ｓｅｌｆ－ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ，ｒｉｎｇｌｎｇｃｈｏｋｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ＋ｓｉｎｇｌｅ?ｓ姆ＰＦＣ，ｐａｓｓｉｖｅ ｂｕｆｆｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔＨＩ独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取 得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得重庆太堂或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解重废太堂 重迭太堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权 可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 保密（），在――年解密后适用本授权书。）。本学位论文属于不保密（（请只在上述一个括号内打“√”）学位论文作者签名：努平Ｉ导师签名：１虱硝ｔ乍签字日期：年厂月髟日签字日期：沙７年歹月ａ矽日重庆大学硕士学位论文ｌ绪论１绪论１．１引言近年来，随着能源短缺现象越来越严重，节能成为全世界共同关注的话题和 衡量各项技术的关键指标。照明是人类消耗能源的重要方面，在电能消耗中，发达 国家照明用电占发电总量的比例是１９％，我国也达到１０％。随着经济发展，我国 的照明用电将有大比例的提高。因此绿色节能照明的研究越来越受到重视。据统 计，若使用固体ＬＥＤ光源代替传统的白炽灯和荧光灯照明，将节约全球照明能耗 的５０％以上，无疑对缓解当前越来越紧迫的能源和环境问题起到举足轻重的作用。 与现行照明设备比较，ＬＥＤ照明有众多突出优点． １）发光效率高，耗能少，ＬＥＤ的光效预计可达到２００１ｍ／Ｗ以上，而且光的 单色性好、光谱窄．在同样的照明效果下，ＬＥＤ的耗电量是白炽灯泡的八分之一， 荧光灯管的二分之一． ２）使用寿命长，ＬＥＤ的使用寿命可以长达近十万小时，而白炽灯一般为１０００～ ２０００小时，荧光灯为６０００～８０００小时。 ３）安全环保，ＬＥＤ为全固态发光体，耐震、耐冲击，而且发热量低，无热辐射，无污染。４）启动时间短，ＬＥＤ的响应时间只有几十纳秒，因此适合用在一些需要快速 响应的场合。 ５）体积小，ＬＥＤ具有小型化，平面化，可设计性强的特点，可以使我们从传 统的点，线光源局限中解放出来，实现照明的随意布置． ＬＥＤ技术发展迅速，现在自光ＬＥＤ的发光效率已突破１００ｌｍ，ｗ，其应用领域 从原来的背光源，指示灯照明，逐渐进入汽车照明，路灯，景观灯，以及室内装 潢照明等领域，市场前景越来越广阔。ＬＥＤ市场销售额从１９９５年的１００万美元剧 增到２００５年的３５亿美元，并预计到２００８年将达到５３亿美元的佳绩。随着ＬＥＤ 单价继续下降以及单颗功率和亮度的提高，到２０１０年左右，白光ＬＥＤ照明将逐 步取代白炽灯和荧光灯，成为主流的照明光源。当前国际照明巨头在中国大力开 拓ＬＥＤ新光源市场的同时，我国已将上海、大连、厦门、南昌等４个城市设立 为国家半导体照明产业化基地。Ｉｌ】【噼】【３】１．２ＬＥＤ电气特性ＬＥＤ是低压驱动的冷光源，它的性能受到使用条件和驱动器性能的制约，高 亮度ＬＥＤ一般的导通电压在３．０～４．３Ｖ，其电流一电压关系为：
重庆大学硕士学位论文ｌ绪论是（ａ） 图１．３ Ｃａ）ＬＥＤ驱动特性曲线 Ｆｉｇ．１．３（ａ）Ｔｈｅｄｒｉｖｅ（”（ｂ）ＬＥＤ的近似仿真模型（ｂ）Ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｎｇ ｍｏｄｅｌ ｏｆＬＥＤｃｂ．ｍａｃ蜊ｓｔｉｃ ｃｕｎ他ｏｆＬＥＤ１．３ＬＥＤ驱动电源设计要点在ＬＥＤ驱动器的设计中，有各自重要的设计要求。例如电池供电的ＬＥＤ驱动器需有升压功能，以满足ｌ～３节充电电池或１节锂离子电池供电的要求，并要求 工作到电池放电终止。静态电流必须要小，并且有关闭功率，在关闭状态时一般 耗电小于ｌｕＡ．在显示屏背光源照明中。要求ＬＥＤ亮度均匀，并可多级调节亮度。 汽车照明的ＬＥＤ驱动器必须能够适应条件相当苛刻的汽车电源总线。汽车采用的 是１２Ｖ的电池，典型的工作电压范围是９Ｖ～１６Ｖ，在冷车发动时电池可能降至４Ｖ， 并且存在３６Ｖ的瞬态电压。但下面几个设计指标是大部分驱动电源都要考虑的。 １）提高转换效率，减少功耗，特别是在电池和电瓶供电场合，这样不但可以 延长一次充电的使用时问，而且可以减少系统发热量，降低工作温度。 ２）提高电路的可靠性，电路必须有过压、欠压、过流等保护电路，不能因为 电路故障而造成ＬＥＤ的损坏。 ３）必须尽量降低成本，减小变换器体积。 在ＬＥＤ驱动器设计过程中，下面几个问题是设计者需要解决的，它是影响ＬＥＤ 性能发挥的重要原因。 １）ＬＥＤ并联驱动均流 ＬＥＤ采用串联驱动，实现恒流控制较为容易，但是要求的驱动电压也较高， 在驱动多个ＬＥＤ时，有时必需采用并联驱动。现在ＬＥＤ并联驱动均流主要有三种 解决方案嘲。 乱每路ＬＥＤ都用功率开关独立调节流过的电流（图１．４（ａ））．这种方法可以获 得较高的电流精度，但增加了控制电路设计的难道和系统功耗，它主要用在电感型 ＤＣ仍Ｃ驱动电路（ｂｏｏｓｔ，ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ等基于电感的电路）上，特别是大功率ＬＥＤ 的驱动上。 ｂ．调节电源输出电压，在每路ＬＥＤ串入限流电阻，依靠ＬＥＤ的一致性和串联重庆大学硕士学位论文１绪论电阻使电流匹配（图１．４（ｂ））。电路简单，但电流稳定度不好。 ｃ．调节流过一个ＬＥＤ的电流，依靠ＬＥＤ的一致性和串联电阻使其余的ＬＥＤ 电流匹配（图１．４（ｃ）），这种方法原理和ｌ相似。图１．４三种并联均流的框图Ｆｉｇ．１．４ Ｔｈｅ ｄｉａｇｒａｍｏｆａｖｇｒａｇｉｎｇｃ嘲ｎ２）浪涌电压的限制 电源的浪涌电压以及接通电路时开机过冲电压的冲击波形对ＬＥＤ芯片损伤严 重，在设计时，特别是大功率ＬＥＤ驱动器，应该引起足够的重视。 ３）大功率ＬＥＤ的散热 ＬＥＤ照明系统的热源基本就是ＬＥＤ灯本身。所以建议ＬＥＤ灯采用铝基板散 热，功率器件均匀箨布，尽可能避免将ＬＥＤ驱动电路与散热部分贴近设计；减少 封装至印刷电路基板的热阻抗；提高ＬＥＤ芯片的散热畅顺性以降低系统工作温度。１．４ＬＥＤ驱动电源研究现状从ＬＥＤ驱动器供电可以将其分成ＤＣ／ＤＣ和ＡＣ／ＤＣ两类。ＤＣ／ＤＣ驱动器一般由电池，电瓶或稳压电源供电，主要用于便携式电子产品、矿灯、汽车等用电设 备。ＡＣ／ＤＣ驱动器直接由市电供电，现阶段主要用于装饰，景观照明的ＬＥＤ灯。 当前，ＤＣ／ＤＣ驱动器主要有两种设计方案：电容式电荷泵电路和电感式Ｄｏ『ＤＣ电 路。ＡＣ／ＤＣ驱动器有工频变压降压，电容降压，ｂｕｃｋ降压电路以及单片开关电路 几个设计方案。１．４．１电荷泵电路电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压变换，４重庆大学硕士学位论文１绪论电荷泵电路可以组成升压式或降压式结构［６１０３。如图１．５（ａ）为二倍升压电路。当 开关状态如图所示时，吆通过Ｓ、Ｓ对Ｇ充电；反之，圪和ｃＩ串联向ｃ０充电， 开关高频工作时，ｐ乙＝２圪．图１．５（４）２倍电荷泵电路， Ｆ培１．５（ａ）Ｔｈｅｄｏｕｂｌｅ ｄｗｇｅ ｐｕｍｐ ｃｉｒｃｕｉｔ（ｂ）Ｉ／２倍压电荷泵电路（ｂ）Ｔｈｅ Ｉｌａｌｆｃｈａｒｇｅ ｐｕｍｐ ｃｉｒｃｕｉｔ图１．５（ｂ）是ｌ／２倍降压电路，当开关状态如图所示时，％向串联的ｃＩ、ｃ０ 充电，反之，ｃｌ、ｃ０并联向输出供电，高频开关状态下，ｐ０＝％／２（ｃｌ＝ｃ０）． 电荷泵电路输出功率较小，电压变换范围一般在Ｉ／２～２倍之间，多用于手机 等电池供电设备的ＬＥＤ驱动，电荷泵电路输出电压纹波和电荷泵容量受到使用的 电容类型和电容值影响，应选择低ＥＳＲ的电容。提高输出电容容量可以减小输出 电压纹波，但会延长启动时间和增大浪涌电流。当电池电压波动时，输出电压会 不稳，为了稳定输出电压，需加线性稳压电源（ＬＤＯ），不过会降低电源效率。 当前，采用电荷泵电路的ＬＥＤ驱动芯片有数十种之多，例如ＭＡＸＩＭ公司的 Ｍａｘｌ５７６／７系列，ＬｉｎｅａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ的ＬＴＣ３２１６系列，Ｓｉｐｅｘ的ＳＰ６６８５系列等。 芯片多采用并联驱动电路，可以根据电池电压自动调整工作状态，实现分段调压。１．４．２电感式ＤＣ仍Ｃ电路在电感式ＬＥＤ驱动器的设计中，使用最多的拓扑结构是ｂｏｏｓｔ和ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ。 如图６所示是ｂｏｏｓｔ升压变换的基本电路。电路工作在连续电感电流模式（ｃｃｌＩ）时，输出电压‰＝％／（１－Ｄ）－％电路的输出纹波ＡＶ＝ｋＤＴｓ／２Ｃｏ。。其中Ｄ为占空比，￡为开关周期。ｂｏｏｓｔ电路结构简单，上面的式子可以看出，ｂｏｏｓｔ电路可以实现较高的升压 比，它在电池供电的ＬＥＤ驱动中使用广泛，常用的芯片有ＭＡＸＩＭ的Ｍａｘｉｍｌ５７６，ＬｉｎｅａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ的ＬＴＣｌ６１８等，文献［４］列出了部分常用型号。５重庆大学硕士学位论文ｌ绪论Ｐ‘卢制 广憾中‰图１．６ Ｃａ）ｂｏｏｓｔ驱动电路 （ｂ）ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ驱动电路（ｂ）Ｔｈｅ ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ ｄｒｉＶｉｌｌｇ ＣｉｒｃｕｉｔＦ弛１．６（ａ）Ｔｈｅｂｏｏｓｔｄｄｖｉ呜Ｃｉｒｃｕｉｔ图１．６（ｂ）是个ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ驱动电路（ＣＣＭ），输出电压为ｐ０＝Ｄ％／（１一Ｄ） 输出电压纹波：ＡＶ＝ｎｒｄ．１２ｃ．，ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ电路可实现很宽的升／降压比例，适合 输入电压波动范围大的场合，例如汽车照明这类电瓶供电的场合．大功率ＬＥＤ驱 动芯片ＬＴＣ３７８３就是采用这种电路，主要用于汽车尾灯，可以驱动６至１０个３Ｗ 红光ＬＥＤ，并且可以实现２０：ｌ的调光比。 电感式ＤＣ／ＤＣ驱动器的输出电容和电感大小与开关频率成反比，为了减小驱 动器体积，应该提高开关频率．但是，开关损耗随着开关频率增加，平衡输出纹波，开 关损耗和变换器体积，是设计的关键Ｉｓ】１９ｌ。 电荷泵电路和电感型ＤＣ／ＤＣ电路各有优缺点，要根据具体的要求和关键参数 来选择设计方案，下面对它们三个主要性能做了比较。 １）电荷泵型使用外围器件少，成本低，电感型所用外接电感、肖特基二极管 占空间大，成本高，特别是变换器高度不能做的很低，一般高于ｌｍｍ。 ２）电感型开关数量少，而且开关电阻小，效率较高，可以做到９０％，电荷泵 型不但开关数量多，而且冲击电流较大，效率相对更低，一般在７０％左右． ３）电感型可实现更高的升压（电荷泵一般在１／２～２倍），并且升压增益可连 续调节，更容易实现串联恒流驱动。１．４．３工频变压器降压ＡＣ／ＤＣ电路电路由工颏交压器、桥式整流器和滤波电容Ｃ．组成，Ｒ１为ＬＥＤ限流电阻，如图 １．７。“”电路结构简单，但工频变压器体积较大，同时没有电流调节能力，为了实 现输出稳流，可以加入线性稳流器，这样可提供约±５％的电流调整率，但效率会明显下降。６重庆大学硕士学位论文Ｉ绪论图１．７工频变压器降压电路 Ｆ培１．７ Ｔｈｅ ｓｔｅｐ．ｄｏｗｍｃｉｒｃｕｉｔ ｗｉｔｈ ｐｏｗｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ１．４．４电容降压电路图１．８（ａ）为半波电容降压电路，输出电流的有效值由式（６）决定：ｋ。笔。去２砜％。。２，，为输入交流电压频率，匕。输出电容。ｃ０决定输出电压纹波的大小．可以根 据设计要求选择，一般要求ｅ。＞１０ＣＭ。【１５】【１６】图１．８ Ｃａ）半波电容降压电路（ｂ）全波电容降压电路（ｂ）１１”ｆｕｌｌ ｗａｖｅ ｓｔ咿ｄｏｗｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗｉｔｈ ｃａｐａｃｉｔｍｌｃｅＦｉｇ．１．８（ａ）Ｔｈｅｗｉｔｈｈａｌｆｗａｖｅ ｓｔｃｐ－ｄｏｗｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ图１．８（ｂ）为全波降压电路，其输出电流Ｊ。。＝４√２瞩匕。．电容降压电路结构简单，也能提供较好的电流稳定度，输出电流由输入交流电容决定，因当前高压交流电容体积还很大，所以不适合大电流ＬＥＤ驱动，效率也不高，只有约６０％． 而且如果电路启动时输入刚好为交流电压峰值，电流会出现较大的过冲现象，将 对ＬＥＤ造成损坏，使其寿命减少。图１．９（ａ）所示交流电容降压并列驱动电路，利用串联电容实现均流。流过电容的电流平均值ｋ＝２，啦，ｋ，二极管的电流为每个降压电容的一半。如图１．９（ｂ）所示是推挽并联驱动电路，从式（１．２）可以看出，开关频率越高，电容Ｃ可以越小，因此大幅度减少了驱动器体积和成本。但因流过ＬＥＤ的电流波形为交流半波，ＬＥＤ的使用寿命会有影响。７重庆大学硕士学位论文１绪论Ｆｉｇ．１．９（ａ）Ｔｈｅ Ｐａｒａｌｌｅｌ ｅｘｃｈａｎｇｅｓ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ１．４．５市电输入ｂｕｃｋ降压驱动电路一曙隧图１．９（ａ）交流并联驱动电路 （ｂ）推挽并联驱动电路图１．１０ ＨＶ９９２１实现的ｂｕｃｋ降压电路 Ｆｉｇ．１．１０Ｔｈｅ ｂｕｃｋ ｓｔｅｐ－ｄｏｗｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗｉｔｈ ＨＶ９９２１（ｂ）１１ｋ Ｐｕｓｈ－Ｐｕｌｌ Ｐａｒａｌｌｅｌ ｄｒｉｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ图１．１０是用ｓｕｐｅｒｔｅｘ公司的ＨＶ９９２１实现的交流输入ｂｕｃｋ恒流降压驱动电路，内部采用电感电流峰值控制，电流纹波：虬＝Ｖｏｒ谚／?当加入输出滤波电容Ｃｏ时，电流纹波将进一步下降。电路外围元件少，转换效率与输入电压有关，一般可达７ ０％～８ ０％，但输 出电压不宜过低，否则开关管利用率很低。当前，ＡａｌＤＣ驱动芯片较少，常见的 有ｓｕｐｅｒｔｅｘ公司的ＨＶ９９１０／２１／２２／３ｌ等芯片，其中ＨＶ９９３１是降压型单级ＰＦＣ驱动芯片．１．４．６单片开关电路现在单片开关电源芯片很多，例如１１的ＴＯＰｓｗｉｔｃｈ，ＴＩＮＹｓｗｉｔｃｈ，ＳＴ的Ｖｉｐｅｒ 系列，图Ｌｌｌ是用ＴＯＰｓｗｉｔｃｈ实现的ＡＣ／ＤＣ电路。１１７１０重庆大学硕士学位论文１绪论图１．１１ ＴＯＰｓｗｉｔｃｈ单片开关电路Ｆｉｇ．１．１１ Ｔｈｅ Ｓｗｉ埘ｌｉｌ，ｇ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｗｉｔｈ ＴＯＰｓｗｉｔｃｈ单片开关电路容易设计，输出稳定度好，同时工作频率可以设计的较高，体 积小．如果采用功能较少的Ｖｉｐｅｒ系列芯片，成本还可以下降。１．５多路输出均流技术当前高亮度ＬＥＤ的价格都很昂贵，提高驱动电源的驱动性能和安全性，从而 延长ＬＥＤ的实用寿命，成为ＬＥＤ驱动电源设计的关键。对于多个ＬＥＤ同时驱动 对，最好的办法是采用多个串联再并联，为了保证一路有ＬＥＤ损坏时，其余的安 全工作，应该用多路输出来驱动每组ＬＥＤ，为了保证多路输出的稳定性，需要采 用多路输出调整技术。 早期的多路输出变换器，通常是由多绕组变压器提供多路输出，只对其中的 一个主要输出进行闭环控制，多采用反激式电路，结构简单、成本低。但由于其 非主要输出的误差较大，从７０年代末开始，人们逐渐采用了耦合输出电感调整技 术，其输出不仅由变压器调节，而且还受到每组输出耦合电感的影响。也就是说 变压器和耦合电感共同完成对输出的调节。这种变换器的优点主要是对非主要输 出的调节有了一定改善，尤其在动态响应速度方面有了较大的提高；缺点主要是 由于变压器与耦合电感的漏感和绕组电阻的存在，除主输出之外的各输出支路仍 存在较大的交叉调节误差。此外，主输出不能太低，一般为２０Ｖ左右。 为了使交换器的各输出支路都得到一定程度的调节，可以对变换器的输出支 路进行加权反馈控制，我们可以通过迭代的方法寻找合适的加权系数，使每一路 输出电压都处于一定范围之内。电压加权馈式多路输出变换器的优点主要是变换 器输出支路的整体稳压精度有所提高，电路结构比较简单．输出电压最低可达到 ５Ｖ左右；缺点主要是由于反馈信号是每路输出的加权和，因此所有支路的输出均 无法得到准确调节，只是通过控制量的加权系数改变输出误差在各支路的分配比 例，而不能消除误差。 随着高频磁性材料的发展，磁放大器经常作为多路输出开关电源中的输出调９重庆大学硕士学位论文１绪论节器，特别是用于输出电流比较大的场合。磁放大器实际上是矩形系数较好的铁 心，在电路中起到“可控磁开关”的作用，用以调节变压器次级的脉冲前沿的延迟时 间，达到稳压的目的。主输出采用ＰｗＭ方式稳压控制，其余输出利用磁放大器 进行二次稳压。１．６课题的研究意义和内容由于ＬＥＤ独特的电气特性，ＬＥＤ的普遍使用必定伴随着开关电源的广泛应用。 当前，直流输入ＬＥＤ驱动电源已经发展了较长的段时间，电路已比较成熟。而刚 刚出现不久的ＬＥＤ普通照明，驱动电源的性价比普遍很低。价格高是ＬＥＤ照明实 现产业化的障碍之一，因此，对ＬＥＤ驱动系统的成本控制将十分严格，研究合适 的低成本电路是本课题的难点。ＬＥＤ照明是一种绿色节能照明，其驱动电源的输 出功率较小，在此情况下实现电源的高效率是另一大难点。同时，由于ＬＥＤ的使 用寿命理论上长达１１年，这要求驱动电源的可靠性很高。 本课题按重庆市科技攻关重点项目的要求，以降低电源成本，提高效率和可 靠性，研究便于产业化推广的ＬＥＤ驱动电源电路为目的，做了以下几方面的工作： １）论文首先针对台灯，壁灯这类小型ＬＥＤ灯具的特点和要求，提出了无隔离 斩波降压的设计方案，分析了电路的工作原理和性能，并对电路的参数进行了详 细的分析和仿真。为了满足更高的输出稳定精度，提出了两级降压的方案，对电 路进行了分析，仿真和实验。 ２）其次，对于要求隔离的ＬＥＤ驱动场合，提出了自激振荡电路的设计方案。 论文详细分析了自激振荡电路的工作原理，并进行了小信号分析和建模。阐述了 利用自激振荡电路自激振荡的特点实现零电压准谐振开通的原理。并推导出了零 电压开通实现的条件和参数设计方法，通过仿真和实验验证了理论的正确性。 ３）为了满足谐波限制标准对ＬＥＤ驱动电源要求，在总结了单级ＰＦＣ电路研 究的现状和对当前几类典型的单级ＰＦＣ电路进行分析和比较的基础上，论文提出 了一种绕组反馈电压型单级ＰＦＣ电路的设计方案。论文对此单级ＰＦＣ电路进行了 分析，建模和仿真，对电路参数设计作了详细的阐述。同时，分析了无源吸收网 络（ＬｃＤ）在单级ＰＦＣ电路中的应用。最后，提出一种新的双绕组反馈电压单级 ＰＦＣ电路，并对电路进行了分析和仿真。重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源当前，在普通照明中，ＬＥＤ台灯，壁灯应用越来越广泛，他们的功率主要集中在几瓦至十几瓦。灯具一般由数十颗２０ｍＡ高亮度ＬＥＤ串联或者数颗数百毫安 的大功率Ｕ’Ｄ组成。为了降低成本，市场上这类电源设计多采用１．４．３，１．４．４节 所述的工频变压器降压和交流电容降压电路，输出稳定性较差，效率低，体积大， 特别开机的冲击电流峰值的存在使ＬＥＤ灯具损坏率高，实际寿命大幅度下降。针 对这类运用场合，本文提出用无隔离斩波降压驱动的设计方案。２．１工频斩波降压电路工作原理如图２．１所示的工频斩波降压电路主要包括Ｄｌ～Ｄ４组成的整流桥，蜀、岛、 垦、Ｕｌ组成的输入电压采样检测电路，廓，２－Ｄ．组成的驱动电路，玛、Ｑ２组成的过流保护电路。电路的工作分为以下５个阶段。ｊ 【ＤＩｊ ＜Ｄ２／￡‘ｊｊｌ叁，。｜：一＆２＜码一｝一冠；－：●、ＣｉＦ一口一２＜ＺＤ３弛２ ＜【皿 ｊＱ２泌＼ｊ∥＜ＺＤ，｜｜ ｝］．＆Ｉｒ 可骇２图２．１Ｘ－频斩波降压电路Ｆｉｇ．２．１ Ｔｈｅ翻ｔｅｐ－ｄｏｗｌｌ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｗｉｔｌｌ ｐｏｗｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｈｏｐｐｅｒ阶段１（ｔ０一＾）（见图２．２），三端稳压器Ｕ检测到输入电压低于设定值，Ｕ不 导通，输出电容ｃＩ上的电压通过电阻廓对功率开关管Ｑｌ进行驱动，功率开关管Ｑ 导通，但此时整流后的输入电压１，１低于ｃ１上的电压１ｋ，整流二极管反偏置，输 入电流厶为零。输出电容ｃ】维持输出电流，电压为：Ｃ盟：一监 Ｒ’硪（２．１）阶段２（ｆｌ―ｆ２），，ｌ时刻，Ｈ＞’ｏ，输入电流对电容ｑ供电，电流厶上升，‰跟随输入电压变化：重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源―Ｖ＝ｓｉｎ（ｏｘ―）－ｖ．，ｔ：ｃ监＋监Ｒ。 ｄｌ（２．２）ＲＬ直到ｆ２时刻，Ｈ＞ｐ≥，其中ｐ鲁通过采样电阻焉、焉、马的设定，调节可调 电阻是可以控制输出电压，从而调节亮度。三端稳压器Ｕ导通，由于限流电阻蜀 阻值较小，功率开关管Ｑ的驱动电压下降，从而关断。 阶段３（ｒ２一ｔ４），输出电流由输出电容ｃｌ提供，输出电容ｃ１电压下降，按式（２．１）。到，３时刻，Ｈ＜％，Ｕ关断，输入电压通过电阻彤对Ｑ的极间电容ｃ＆充电，％开始上升，到‘时刻，‰到达Ｑ的导通电压，Ｑ开通。 阶段４（，．一ｔｓ），输入电压对ｃｌ迸行充电，‘上升，‰按式（２．２）跟随Ｍ上升，到，５时刻，ｖ删＝ｖ１，充电停止。 阶段５（ｆ５一ｆ‘）。Ｌ＝Ｏ，输出电容ｃｌ放电，电压按式（２．１）变化，直至，Ｊ－Ｆ个周期。其中：Ｈ＝ｋ｜－吒ｓｉｎ（ｒｏｔ），０９ｍｔｇ，ｒ；如开关Ｑｌ的导通电阻，也负载电阻。ｔ，、扩、Ｉ圈２．２电路状态图Ｆｉｇ．２．２ Ｔｈｅ ｓｔａｔｅ ｃｈａｒｔ ｏｆｔｈｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ２．２工频斩波降压电路分析 利用功能平衡，对电路进行分析．其中：耐：＝ｓｉｎ．１（％／匕），脚晦＝石一¨，ｆ２， 所以：岛－ｔ２＝（１ｒ－２ｓｉｎ。（％，圪）），∞?ｔ４－ｔ３为开关Ｑ的导通延时，由：ｆ．－ｔ３＝ｃ矗‰／圪ｓｉｎｏＤｔ３，‰为功率管导通门限电压。（由于ｆ．一ｆ３的时间很短，输入电压近似为圪ｓｉｎ毗．）对式（２．１）求微分方程，得：‰２丽戎丙ＶｍＩ（丽Ｌ酬科一彩＋酽‘２?３’重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源其忙面ＲＬ＋Ｒ．，血妒。而≤篱毫丽将＾时刻的初始值‰＝％＝ｖｌ＝圪ｓｉｎ（ｏ，（ｔ＋ｔ１））代入方程，得到：’ｏｌ＝七％ｓｉｎ（国（ｆ＋‘一力）＋Ｐ１（ＥＩ―ｋｖ．ｓｉｎ（埘‘一９，））（２．４）其中；ｋ－－毛，√（瓦＋毛。）２＋（国毪≈ｃ１）２，因为矗。《毛，街屯ｃＩ《ｌ，所 以：七＊１。将ｔ＝，２代入式（２．４）可得此时的输出电压，从中可以看出，‰跟随输入电压变化，近似相差一个小的相位角伊。输入电流：‰：芏！竺：型塑唑地型墅丛竺型业！垫Ｌ＝墨坠啦ｌ二趔（２．５） …心， ‰将‘时刻的初始值‰＝ｖ『４，ｖ窖＝匕ｓｉｎ（ｃｏ（ｔ＋ｔ．））代入方程：‰２＝七屹ｓｉｎ（∞（ｔ＋ｔ４一们）＋口““．一七圪ｓｉｎ（耐４一砌输入电流：（２．６）Ｌ，：尘竖：型型坐丛垃垡型型型业！业型塑边（２．７）一』ｃ甜ｊ０因为ａ，ｔ４＞，ｒ／２，所以圪ｓ试国（ｆ＋‘））＜Ｖ．ｋｓｉｎ（ｄｏ（ｔ＋Ｇ一力），输入电流从‘时刻逐渐下降，直到ｔ５时刻，Ｌ＝０，从中可以得出‘的值。对式（２．２）进行化解，得：‰＝Ｃｅ＆ｃｚ，将ｆ２时刻初始值‰＝坼２代Ａ得至０ｔｚ―ｆ．时刻的输出电压Ｖ。＝Ｋ２ｅ％?将毛初始值Ｖ。＝ｖｆ５代入得到ｆ，一气时刻的输出电压‰＝Ｅ，屯ａ。从图２．２可以看出，当圪较大时，输出电压的最大纹波为△ｖ＝Ｂ２一％，圪较少时，最大纹波为Ａｖ＝Ｅ２一‰，可以通过近似计算（由于输出电压‰变化较小，可以认为输出功率一定），即：三ｃｉｃＶ２ｔ２－－Ｖ２“，＝ｐｏ（ｔ?一乞，ｊｃｊ＝；鲁筹＝兰ｊ管三ｉ｝ｃ２?８，当输出功率和输出电压确定时，根据要求的输出电压纹波，可以确定输出电容ｃｌ。从式（２．５）和（２．７）可以看出输入电流的峰值在‘时刻出现，（２．９）厶一＝（圪ｓｉｎ（仞‘）一ｖ，４）ｌ矗０ 由于功率管额定电流的选择依据流过电流的有效值确定，而其瞬时峰值电流 一般为额定值的５倍左右。所以功率管Ｑｌ在取安全系数的情况下，可以依据（１／３－１／２）?厶一来选择。当其他参数确定时，调节驱动电阻耳，可以调节Ｑ导通 延时的时间。从而调节峰值电流。以在一个工频半波内，输入电流在输出电压峰 值的两侧呈现出峰值基本相等的两部分为准。这样一来，就能达到降低输入电流 谐波，提高功率因数的作用。如下图２．３（ａ）所示为耳变化时，Ｑ导通电压ｐｋ， 输入电流‘的仿真波形。从图中可以看出电阻彤越大，ｇ的导通延时ｆ．一，３越长，重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源毛峰值电流越小。厂――――］―――――Ｔ―――――ｒ―――］霹０ｍ 翻４ｍ ｔｔｍ） 霸５ｍ翻．６ｍ５１鼻ｍ乳点ｍ５１．６ｍ ｌｆ吣５＇Ｊ棚５＇Ｂｍ图２．３（ａ）≯ｋ、厶的仿真波形Ｆｉｇ．２．３（８）１１”Ｓｈｎｕ］ａｔｉｏｎ ｗａｖｅｆｏｒｍ（ｂ）厶、｝ｋ的仿真波形（ｂ）ｎ幢￥妇，ｌａｔｉｏ，ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆ‰、‘（％＜如＜郧３），ｏｆ名、‰（ｃ１１＞ｃ＆＞ｃ１３）从电路结构上看，电路的功率损耗大部分在Ｇ上，电路的功耗为：ｐＩ．＝吾ｒ”ｋ（ｆ）％。（ｆ）出＝吾（ｆ１１，：。瓦，ｏ）毋＋ｒ｜２ｅ：Ｘ．（ＯｄＯ（２．１０）其中她＝，２一＾，她＝，，－ｔ４。可以看出效率，７与‰／（‰＋‰）成正比关系。当其他参数不变时，Ｇ越大，妒越大，ｙ矗就越大。图２．３（ｂ）为ｃｌ由大到小变化时，输入电流Ｌ和％。的仿真波形，很好说明了这点，所以在满足输出纹波要求下，减 少输出电容Ｃ不但有利于减少变换器体积，而且可以提高效率。表２．１为输入电容 Ｃｌ和输出功率变化时，电路的输出电压纹波和效率表．在输出功率较少时，由于肼消耗的功率占很大比例，所以效率在７０％左右，当输出功率到６Ｗ时，效率可以达到∞％，功率到１０Ｗ以上时，效率可以到８５％。在输出电压降低和输出电 流增大时，如果维持输出电压纹波不变，输入峰值电流会加大，电路的损耗会加 大，所以电路适合于驱动串联的小电流的ＬＥＤ灯具。１４重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源表２．Ｉ电路效率表 输入功率 开关损耗输出功率Ｐｏ（Ｗ）２．８６ ２．８５ ２．８ｌ ２．７９ ５．１４ ５．０８ １５．７９ １３．９０ １２．８５输出电压 Ｐｏ（Ｖ）１４１±２ １４１±２．８ １４０±４．２１３６±８．７效率玎（％）６７．９ ７１．４ ７２．０ ７４．０ ７９．１ ７９．３ ８４．０ Ｓ４．６ ８３．６ ８４．８输出电容其他仿真 条件Ｑｌ：～ｒＩ＿Ｐ１Ｎ５０８１＾（Ｗ）４．２１ ３．９９ ３．９０ ３．７７ ６．４９％（Ｗ）０．６８６ ｏ－４２７ ０－３２０ ０．２１７ ０．５１８ Ｏ．２９２ １．２３ｏ（ｕＦ）４７ ３３ ２２ ｌｌ ４７ ２２ ４７ ２２ １５ ３３躺ＱＲ产３００ＫＱ１３９±３．７１３４－Ｉ－８．８６．４０１８．８ １６．４２ １５－３７ ２７．８１３４±９．０１３１－１－１７．５ １２５±２５９：ＩＲＦ４２１Ｏ．∞７０．８２０ ２．１８躺ＱＲ产１００ＫＱ２３．印１２３士２２．５２．３设计举例与试验以所设计的输入：１６０ＶＡＣ～２６０、，ＡＣ，输出最大电压为１４０＋３Ｖ，输出电流 ２０ｍＡＬＥＤ台灯驱动电源为例。 首先用式（２．８）估算ｃｌ＝３３越Ｆ，然后代入式（２．４）可以得出％，＝１４７ｖ， 而且当电压在１１０Ｖ－１４３Ｖ之间调节时，输出电流在０－２０ｍＡ之间变化，通过电阻尼 调节。然后用式（２．９）确定功率管最大电流为２Ａ，电阻风的选择不仅要考虑‘到 ｆ４的延时，同时要考虑其自身的功率损耗，在此取垦＝３００Ｋｏ，所选的功率管的 （ｋ约为５０ｐＦ，所以延时，４一ｒ３ｓＯ．１８ｍｓ。电阻瓜电阻值为０．５ｆｌ。在计算时，先 可以通过９的最大电流来初步确定ｊ乙，然后在后面的计算中再作一定的调整。因 电路的参数之间相互影响。使得参数要精确确定比较难，如果结合ｓａｂｅｒ仿真分 析，就能很好的解决这个问题。实验电路如图２．４，如图２．５所示为输出电压波形， 其伏值为１３４Ｖ，其输出电压纹波不到３Ｖ，满足了设计要求。重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源一 Ｌ ＤＩ― Ｌ Ｄ２｝‰ ；‰３ 广 Ｕｌ：‰；Ｒ１５６０ｋ２Ｌ ＺＤｌ ５０ＶｌＮ删２ Ｌｌ１１』３Ｉｄ嗣―Ｐ；Ｒ８３３弧ＺＤ２ ５０Ｖ＝＝＊ｅ３３ｌ ２ａｌ■蠼３Ｑ２一【Ｄ３ｊ 【Ｄ４２：Ｒ８．４３Ｅ瀚ｑＯＩｌ固 ｚ＜Ｚ１６Ｄｖ３Ｑ１２ Ｌ ＺＤ４５０Ｖ０．５Ｒｌｒ ＿Ｔ１图２．４实验电路图Ｆｉｇ．２．４ Ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔＩ● ● 。 ●！Ｉ．：●弋一ｋ’≯＼：’‘’：ｋ’．Ｎ，．＼ Ｎ｛＼图２．５输出电压波形Ｆｉｇ．２．５图２．６输出电压纹波Ｆｉｇ．２．６ Ｔｈｅ ｗａｖｅｆｏｒｍ ｏｆｏｕｔｐｕｔ ｒｉｐｐｌｅ ｖｏｌｔａｇｅＴｈｅｗａｖｅｆｏｒｍ ｏｆＯｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ２．４ｂｕｃｋ斩波降压电路分析根据上面的分析，当输出电压较大，而电容ｃｌ较低时，工频斩波电路的效率很高，可以到达约９０％。但Ｃ较小会使输出稳定度下降。如果利用工频斩波电路 作为前级变换，其输出再进行一次降压变换，虽然电路多增加了一次变换和一个 功率开关，但工频斩波电路功率开关的电压应力小，工作在工频状态，成本低。 同时大大降低了后一级变换的电压应力，提高了后级变换的效率。后一级采用如 图２．７所示的ｂｕｃｋ降压电路。 ＬＥＤ的使用寿命理论上长达１１年，而光耦反馈相对于磁反馈来说，带宽较大， 体积小，但温度特性差，寿命要短。同时，在小功率应用中（５～１５Ｗ），辅助电 路是电路成本一个重要组成部分，而光耦价格占了很大一部分。为了解决这两个 问题，电路采用了功率管Ｑｌ接地，输出浮地的电路结构。同时为了提供辅助电压，重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源在主电感工上耦合一个辅助绕组Ⅳ２，组成变压器ｚ＝。辅助绕组一方面提供控制芯片的辅助电源，另一方面作为输出电压磁反馈，ｐ矗＝ｌ／ｎ％，玎＝Ⅳｌ：Ⅳ２。（８）Ｑｌ导通（ｂ）Ｇ关断（ａ）妨ｏｎ圈２．７ｂｕｃｋ Ｉ哗压电路Ｆｉｇ．２．７ Ｔｈｅ ｂｕｃｋ啦－）ｐ－ｄｏｗＴｌ ｃｉｒｃｕｉｔ（ｂ）Ｑｏｆｆ电路的工作状态主要分为两个阶段。Ｑ导通时，输入对电感工充电，如图２．７ （ａ）所示。Ｑｌ关断时，电感三对负载和电容ｅ放电，绕组Ⅳ２对ｃ２充电，如图２．７（ｂ）。由于辅助电路的受载很小，在分析主电路时，先将Ｚ看作电感处理，对电 路应用状态空间平均法： Ｑ１导通时： Ｑｌ关断时：‘＝毛＝ｅ＋‘吃。名一１０ ‰＝ｔ―ｌ，（２．１１）：‘＝ｏ屹。一％‰＝‘（２－１２）‘＝薏伍（，）ｋ＝ｄ（ｆ）（‘（ｆ）ｋＩｏ＝薏￡型孕础）（删）％电㈣弓ｃ华川啦∽卜警觚堍＝峄ｌ，ＱＪ３’对式（２．１２）用小信号处理，令化（ｆ））巧＝匕＋露，化（，））毛＝‰＋屯，重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源往（ｆ））毛２Ｌ＋ｉｏ，蠢＝Ｄ＋ｄ，其中Ｄ为占空比稳定值，匕为输入电压稳定值，Ｌ为原边电感：匙＝Ｒ，＋ｎ２ＲＬ：，墨，为原边负载电阻，＆２副边负载电阻， Ｃ＝ｃｏ＋ｃ４／ｎ２。同时不考虑电容的ＥＳＲ，即匕＝％，得到电路的的传递函数：ｑ２器却而击丽 ％＝半＝告而击丽 毛一鬻２丽面ｓＬ丽２．５控制电路设计旺１４） 眨１５）‘２．１６）在电路中，不用隔离器，可以直接测量的变量只有｝ｋ，‘，由于－蠢＝ｖｏｌｎ， 而‘处于断续状态，且和电感电流屯峰值相等，所以变换器可以采用输出恒压控制和输入峰值电流控制。７ ７ ７７ ７ ７ ７ ７（８）（ｂ）话图２．８常用ＰＩＤ控制电路 Ｆ嘻２．８Ｔｈｅ咖ｍ∞ＰＩＤ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｂｃｕｉｔ如图２．８（ａ）所示的ＰＩＤ控制，适合于除受电感电流控制的反激和升压变换 器之外的控制系统。因： ’０＝巧口＋（ｐＺ口一％）ｑ（Ｊ）（２．１７）其中瓯（￥）为误差传递函数。在开机启动时，Ｋ。－０，如果ｑ（ｓ）的放大增益过 大，极点频率高，则”的上升斜率大，就会出现如图２．８（ｂ）所示的ＰＩＤ控制器 饱和的现象，功率管处于最大导通状态。在反激变换器中，由予只有当功率管关 断时，原边能量才会输出到副边，所以控制器将会一直处于饱和状态而无法进入 稳定状态，交压器将会饱和。所以许多控制芯片中有死区时间和最大占空比限制， 强制关断功率管，使控制器进入稳定状态。但是对于图２．７所示的电路，由于输出 电容ｅ较小，如果仅仅依靠限制最大占空比启动，输出电流将会有很大的过冲现 象，这对于Ｕ’Ｄ将会造成严重损坏．解决这个问题的方法：一是加大输出电容和重庆大学硕士学位论文２无隔离靳波降压ＬＥＤ驱动电源调节系统响应速度，从而减少输出过冲；二是将原边电流引入反馈，控制或限制 开机输入电流，从而达到平稳启动。对于方法二可以采用ＰＩＤ控制辅助原边蜂值 电流限制，用ＴＬ４９４可以实现；或者用双环控制，采用电流型控制芯片ＵＣ３８４２ 系列可以实现。１１８４０］触发器比较器误差放大器图２．９双环控制电路Ｆｉｇ．２．９ Ｔｈｅ Ｂｉｃｙｃｌｏ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ如图２．９为ＵＣ３８４２内集成的双环控制电路。对于电感电流不问断的变换器， 控制峰值电流几乎等于控制平均电流。因此可以把电感电流看出一个分析小信号 的误差电压控制的电流源。％ｉ‰ｊ野翼‰）Ｇｃ（５） 毒吃＝―吃，ｑ（Ｊ）当Ｋ＝瞻＝‘墨＝ｔ砖时比较器输出低电平，其中：（２．１８）……净也：半ｏ＋ＴＲｓＤＴｓ～．％．一屯）Ｖ一一１，．Ｖ一１，屯＝毛ｏ＋二￡７２ｄ毛ｊ ｖ｜＝（五ｏ＋二兰。７－！ｄ嚣）墨（２．１９）等‘ｉ：口。墨堑一旦丝二垦！’（Ｉ－Ｄ）匕（１一Ｄ）Ｋ对于ＵＣ３８４２而言，因其内部还存在分压关系：吃＝也一１．４）／３，所以：ｊ也＝－ＬＩＧｃ∽／３其中：‘＝玛可／（３（１一功名），毛＝Ｄ／（１一功名，所以系统的控制框图如图２．１０。从框图中可以看出，输入电压扰动气到０有一前置负反馈，可以大大减少输入对输出的扰动?简化框图得到未补偿的传递函数：乙；屯％Ｏ）日（Ｄ。其中：（２．２１）㈤２焉％土Ｄ―ｓ２ＬＣ＋￥Ｌ／ＲＬ＋（１－２Ｄ）／（Ｉ－Ｄ）＝一‘Ｇ０（ｓ）屯一≮（丘一屯）鲥＝乜∽篙乞一篇（２．２。）重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源图２．１０控制系统框图Ｆｉｇ．２．１０ Ｔｈｅ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆＣｏｎｌｘｏｉ ｓｙｓｔｅｍ从上式看出Ｇ０（Ｊ）在Ｄ＞０．５时，存在右半平面的极点，系统将不稳定，如果要工作在Ｄ＞０．５的区域，就需要加入斜波补偿。 当电流检测电阻足与功率管串联时，电流波形的前沿有一个尖峰出现，其原 因是输出整流二极管的恢复时间和功率交换器内部绕组存在的电容值。如果不消 弱这个尖峰，它会提起终止输出脉冲。一方面可以在输出快恢复二极管两端并联 ～个电阻和电容串联的吸收网络，另一方面可以加入图２．１２中Ｇ、置组成的滤波 网络，其时间常数应和尖峰持续时间大致相等。 当功率管截至时，噪声尖峰耦合在振荡器ＲＴ／ＣＴ端，一个大的尖峰可能提前 触发振荡器，为了减少噪声，在允许的死区时间内，应尽可能选用大的Ｃｒ。噪声 尖峰出现常常是由于ＵＣ３８４２输出脚在截至时被外部器件拉成低电平造成的，在地 线和输出脚之间加一个肖特基二极管就能防止这种噪声传递到内部振荡器上。ＵＣ３８４２的启动电压为１６Ｖ，而工作电压要求大于９．６ｖ，故将辅助电压‰定 在１７Ｖ，在电路启动时，通过置（图２．６）提供启动电压，当％达到１６Ｖ后，ＵＣ３８４２启动，电路进入工作状态【２１１．２．６参数设计与仿真以输入２２０ＶＡＣ＋２０％输出电压３０Ｖ，输出电流４００（１±５％）ｍＡ的壁灯为 例选择参数。对于４００ｍＡ输出的壁灯采用两级降压，前一级输出电容输出电压取 ＩＯＯＶ一１５０Ｖ，可以得到ｃｌ＝１５ｕＦ，电阻足＝１００Ｋｆｌ．当输出电压精度为±２％时， 输出电流可以满足要求。考虑到输出滤波电容的存在，令△，ｄ＝２００ｍｄ得到电感Ｌ．扛Ｖｏ（Ｉ虬－Ｄ）Ｔｓ?．。儿＝器ｊ￡＝―３０ｘ―（１－ｒ０．２）ｘ１０－５－１．２ｍＨ重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源同时利．Ｈｊ△屹＝虬五／８ｅ和考虑到输入电压波动司以选取电容ｃｌ ２ ３３ｕＦ－ 玛＝２Ｑ，％＝２．５Ｖ，．’．ＨＣｓ）＝２．５／３０＝１／１２，得到‘＝ｏ．８８，ｋ＝２．６７ｘ１０４，得到：已Ｏ）＝孬雨矿五可８．８鬲矿而丽其波特图如图２．１１。选择正＝１０ｋＨｚ，计算补偿函数为：（２．２２）可以化为；Ｇｃ（ｓ）＝搿，其实现电路如图２．１２，从而得到：ｑ＝３．３，矿，墨＝７．９６ｋｆ２，Ｇ＝１０矿。尼＝７９．６施．ｏｃＣｓ）＝１０。霄ｌ＋２厩．４４茹ｘ１０万－５ｓ １＋７．９６×１０叫Ｊ（２．２３）补偿后传递函数ｒ０）＝乙０）Ｇｃ（力。如式（２．２３）所示的补偿环节。其传递函数图２．１１控制系统波特图（虚线为乙ｐ）ｔ实线为Ｔ（ｓ））Ｆｉｇ．２．１１ Ｔｈｅ ｂｏｄｅ ｏｆｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ（ｂｒｏｋｅｎ ｌｉｎｅｉｓ乙Ｏ），ｒｅａｌｌｉｎｅｉｓＴ（曲）重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源图２．１２实验电路图图２．１３％，Ｋ，Ｌ的仿真波形Ｆｉｇ．２．１３ Ｔｈｅ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆ％，Ｋ，Ｚｏ重庆大学硕士学位论文２无隔离斩波降压ＬＥＤ驱动电源如图２．１３为电路的仿真波形，可以看出由于滤波电阻蜀和滤波电容ｃ３的存 在，％和％之间存在一定的电压降，所以实际的取样电阻飓应比计算值大点。如 图２．１４所示为所作的台灯驱动电源。图２．１４ ＬＥＤ台灯驱动电源Ｆｉｇ．２．１４ Ｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ触ＬＥＤ ｒｅａｄｉｎｇ ｌａｍｐ图２．１５驱动效果Ｆｉｆｒ２．１５ Ｒｅｓｕｌｔ ｏｆａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ２．７本章小结论文本章首先介绍了一种结构简单，成本低，效率高，电压范围宽，具有很高 性价比的工频斩波降压电路的工作原理，然后对电路参数进行了仿真分析和实验。 其次，论文分析了用ＵＣ３８４２控制的输出浮地ｂｕｃｋ高频斩波电路，并进行了仿真 分析和实验，电路元件数少，成本低。重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦｃ ＬＥＤ驱动电源３自激振荡ＬＥＤ驱动电源自激振荡反激变换器（通常也称为ｒｉｎｇｉｎｇｃｈｏｋｅｃ，ｏｎｖｅｒｔｃｒ，ＲＣＣ），由于其电路结构简单，元件数少，在要求变压器隔离的ＬＥＤ驱动电源设计中有其独特的优 势。因为ＬＥＤ驱动电源的输出稳定度要求不高。而对电源成本控制十分严格，这 就充分利用ＲＣＣ电路成本低的优点，而避开了其输出输出稳定度不高的缺点。而 且ＬＥＤ驱动电源一般带恒定负载，ＲＣＣ电路的优势更可以得到充分的发挥。３．１电路工作原理相对于通常的恒频ＰＷＭ开关电路，ＲＣＣ有两个重要的优点：一是它总是工 作在电感电流的ＤＣＭ和ＣＣＭ的临界状态，没有传统意义上的恒频ＰＷＭ变换器 的输出二极管反向恢复带来的功率损耗；二是控制电路采用很少的分立元件设计， 而不用通常的ＰＷＭ控制芯片，节约了成本。虽然ＲＣＣ电路结构简单，但因其工 作在直接控制导通时间的交频模式以及电感电流峰值和输出电压的双环控制方 式，使电路理解和分析困难。１２２－２５］ 如图３．１所示为带输出电压反馈的ＲＣＣ电路。输入电压通过启动电阻墨。对功率管Ｑ的门极电容ｃ＆充电，启动电路。变压器五包括原边绕组％、主输出绕组 虮，、辅助绕组虬：。虮：不仅和坼组成反激电路提供辅助电压ｒｏ：，同时提供珞：，当Ｑｌ导通时和％：串联驱动ＱＩ，Ｑ关断时，加快关断。电路的主输出％经过电阻 墨，足采样，然后和参考电压比较产生误差电压，经放大后控制电流‘。‘再经 过光耦合器隔离放大，生成误差电流‘。ｔ经过电阻凡，如产生误差电压吃，也和 玛、昂检测到的电感电流采样电压％叠加后和三极管Ｑ２的门限电压巧比较，当大于砟时，Ｑ导通。当蜴导通时，关断Ｑ，Ｔｌ的副边绕组虮：输出负电压，抽拉Ｑ的ｃ＆的电荷，加快蜴的关断。当副边绕组能量全部释放到输出，％和原边电感谐振，谐振过程中，帆：的电压由负变正，通过恐，ｃ：对ｃ（。充电，当Ｋ：＋Ｖｏ：＞‰ｌ（‰。为Ｑｌ的驱动门限电压）时，蜴导通?在对电路进行状态分析之前，有必要对不影响电路主要性能的参数作些近似 和假定。首先认为变压器夏的漏感为零：第二是将误差电流之用一个电流源来代替； 第三是认为ｃｏ。》ｃ０２，＆。《也２，即ｖｏＩ的纹波大于％：的纹波，输出二极管Ｄ２比ｑ提前结束导通；最后是假定站ｃｋ》墨（马为开关周期），即可以忽略』ｂ在稳态工作时的影响。另外，我们将输出ｎ、岛看作无正向导通压降的理想二极管。据 此，可以对电路的稳态工作状态进行分析。重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源一Ⅳ，写％皂Ｖｏ－上Ｉ＋乓； ｌ ｏ牛 ｃ书 专岛｛｛也焉｛彗ｚ９【岛ｖｏ：ｊ…碣ｊ（Ｇａ牛岛Ｉ］ ：且．＿％＋ｉ 。ｒ虬１?卜盯＇干Ｇｔｅ曼．士厂吲［＝ＩＩ”１％１ 一● ●；吗毖，Ｐ躅图３．１自激振荡反激变换电路图Ｆｉ＆３．１ Ｔｈｅ ｓｅｌｆ－ｏｓｅｉｌｌａｔｉｎｇ ｆｌｙｂａｅｋ ｃｉｒｃｕｉｔ首先?ｒ＝ｔｏ时ｔ电压％达到‘?三极管Ｑ２导通ｔ将Ｑｌ关断，Ｑｌ的‰＝？ｌＶｏｌ＋％（行；Ⅳ，：Ｎｓ，），日，Ｄ２导通，如图３．２（ａ）所示。因忽略了变压器漏感，所以原边电流立刻耦合到副边绕组。副边绕组虮：输出负电压，通过恐，ｃｚ加在ＱＩ的门极上，％下降。同时Ｑ２的％下降，电流‘经过酃，玛到地。电流‘以幽，四一％／如斜率下降，岛以如／西；％：／岛：斜率下降（见图３．３），因为ｃ０》ｅ２，墨Ｉ《也：，在ｔ＝＾时，易首先下将到零，Ｄ２关断。 从ｔ＝‘，电流‘继续下降，直到ｔ＝ｔ２时刻，‘下降到零，变压器存储能量全部 释放。从ｔ－－ｔ２，由于‰＝ｍ，口ｌ＋％＞％，电容‰通过原边电感昂对输出放电，‰下降，其电压为：‰＝％＋ｍ‰ｃｏｓｗｏ魄ｔ（３．１）其中Ｍ＝ｌ／再ｃ刍，原边电感电压斥＝一ｍｏｃｏｓｏ吨ｔ，同样绕组虬２上的映射电压略：也相应下降，当％＋珞２＞％时，电流易开始由零上升．经过ｌ，４个周期，即ｑ妈一ｆ２）＝１ｒ／２时，‰＝％，巧＝０，％２＝０?在，３一ｒ．内，‰继续下降，咋，略２为正电压，如图３．２（ｄ）。当ｔｆｆｉｔ，时，匕２＋珞２＞ｐ赢（｝矗为Ｑｌ的导通门限电压），Ｑｌ开始导通，工作在线性区域。从ｔ＝‘，虮：继续通过易，砬对ｃ＆充电，‰继续上升，到毛时刻，蜴进入饱和工作状态，如图３．２（ｅ）。从ｔ＝ｆ，，鸟完全导通，电感电流屯开始按砚／ｄｔ＝ｖ，，／Ｌｐ的斜率上升，同样知的取样电压％＝式匙以同样的斜率变化。直到ｔ＝ｔ６，Ｑ２的‰达到其开启电压巧，电重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源流乞上升。从ｔ＝ｔｓ，乞上升，到么＞厶时，ｃ高开始通过９．２放电，珞下降，当ｒ＝ｆ７时， ‰ｓ‰，，蜴关断。最后（ｆ７一ｆ１），Ｑ关断，电感岛对ｃ基充电，‰上升，直到‰＝ｍｋ＋％，输出二极管ｑ，３２导通，继续下一个周期的工作状态。＋ｒｏｔ＋％重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源＋～呐敞｜№莨戋岛；‘＿；ｌ屯彤； ；ｌ虮２…ｊ－Ｔ＋‘－也Ｉ｛＜％扩巧…一ｊ 皋艺；ｏ”＾―＝Ｊ剿 ，ｃ簋。．ｊｌ吃２誓辛亍ｉＬｕｔ●●●＾ｆ‘‘亍幺蠛ｊ１叶千Ｔｉ―Ｌ嘲毛髟； ；厶ｌ虬２”ｊ．１、＋跨－Ｉ％ ＜＋５ｊ叫ｏｖ、＾ｒ＿Ｊ ｖ０２：ｉ值。．ｊＩＵ‘气诺足『知千幺●重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源＋Ｖｏ，＋％＋ｖｏｌ图３．２ＲＣＣ电路工状态图Ｆｉｇ．３．２ Ｔｈｅｓｔａｔｅｃｈａｌ乜ｏｆｔｈｅ ＲＣＣ ｃｉｒｃｕｉｔ重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源‰Ｌｍｌ夕 岫＿以 下＼朋 ａ＋０、ｔ＿‰‘”％………●●‘、ｌ＿卜ｒ。、．ｂ．＾之‰ｏ＇‘……………－－’－＿～ｒｒｒｉ【＝＝ｌ ｉ．■．ｋ ｆｏ ｆｌｆ２ｔ３／Ｉ―ｆ４ｔ５ｔｄ７ ｒ。图３．３电路主要波形Ｆ培３．３Ｔｈｅ ｍａｉｎ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ从上面的分析可以看出ＲＣＣ电路是工作在临界的电感电流峰值控制模式下的 反激电路，所以其电感厶的电流波形如图３．４。图３．４电感易的电流波形Ｆｉｇ．３．４ Ｔｈｅ ｃｕｌ＇ｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｎｎ ｏｆ工，通过输入输出的功率平衡和电感的伏秒积平衡，可以计算ＲＣＣ变换器的稳态量的关系。由于‘＝％０，‘，一个开关周期内传递的能量为：等＝妙＝圭‘（诃＝簪因此＠２，重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源ｚ＝面刁Ｖｍ开２１０ｎ２又因为Ｒ（℃工作于Ｉ临界模式，ｚ（３．３）２。＋。，昔２苦，因此：２，＝翌“２‘匕ｌ＋旦 栉吃圪＝翌２ＬｐＩ“盗厄＋老（３．４）从式（３．４）可以看出，电路工作频率．，＝与输入电压近似成正比，和输出负载电流成反比。当圪从俨变化到甲时，０减少，Ｚ上升．当，州从世变化到学 时，０增大，Ｚ下降。所以在％＝俨，ｋ＝等时电感电流乇有最大值，％＝酽，Ｊ０＝Ｊ警时Ｚ有最大值。当负载电流变动很大时，频率变化很大，这在很大程度上限制了ＲＣＣ电路工作频率，因轻载时过高的开关频率会使开关损耗急剧上升， 特别是开通损耗。从上面的分析可以看出，Ｑ】开通速度由虬：的电压上升速率和ｃｋ决定，即是ｑ有关．由式（３．１）可知，如果开关管控制在漏极电压ｐｋ在匕谷底时导通ＱＩ， 开通时刻％ｓ＝％一，％。，如果反射电压ｎｖｏ和％接近时，Ｑ１就可以基本上实现零电压开通，开通电容损耗尼＝ｃ刍喽１２７ｓ就可以最小，它在很大程度上可以解决轻载开关损耗过高的问题，拓宽了ＲＣＣ工作频率范围。 要使开关电源工作在准谐振零电压开通方式，关键是要设计一个去磁检测控 制电路［ｕ］［２７１，即当电源去磁没有结束时阻止开关管重新导通，而且通过控制，使 开关管在去磁结束且经过半个周期的谐振（开关管漏极电压降到谷点）时开通。 如图３．１中恐、Ｑ所成的延时网络，决定了Ｃｋ充电时间和延时。如果调节也、Ｑ，使其等于‘时刻到，ｋ＝％一ｍ，ｏｌ时刻的延时，就可以实零电压开通。因：ｊ吃毒Ｌ岱＇。。十ＺＬｚｄ西ｙｅ＋糕驴＂Ｎ州￥∞２ ｃｏ州 Ｖ０２了丽Ｌ）：ｚ＋（ｑ／吃）ｚ．，，Ａ％Ｖｓ２Ｖ０１一。．一（）５．３（．．，Ｖ。，－∞ｓ（ｑ‘一力其中ｓｉｎ矿＝ｑ／√ｆ２＋砰，１ｒ＝ｌ／恐ｃ三，而ｃ三为ｃ矗和巴的串联电容，ｃ三＝ｃ基ｃｚ／（ｃ＆＋ｃｚ）。令钟；万，咚＝‰。，就可以得出Ｇ、恐的值。ＲＣＣ开关电源工作在准谐振变换方式，可实现基本零电压开通，与硬开关固 定频率变换相比较，虽然电源工作频率随负载变化，但效率可提高到９０％，同时 使关断过程避免出现大的ｄｕ／ｄｔ，从而减小了电磁干扰。不过，谐振电路的存在使 临界电感电流模式进入了ＤＣＭ状态，变压器释放能量完成到功率管导通存在延时重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源乃，减少了功率管的有效占空比。在设计中应该保证乃＜五／１０，使其对控制电路 的影响减到最少。３．２电路小信号分析为了得到更好的系统性能，需要对系统的控制回路作详细的分析，以便设计 控制回路参数如，见，咫以及补偿环节的传递函数Ｇｃ（ｓ）．为了能更直观地分析 电路性能，还需要对电路进行一定的简化，去除图３．１中对闭环传递函数影响不大的元件，例如也、ｃ：、置。，ｚＤｌ。同时我们只将乏看作输出电压的％的函数， 而将％：看作一稳定量％＝‰，所以虬：，Ｄ２、ｃ０２、也：可以忽略。同时先讨论不带二次ＬＣ滤波的情况，因此得到ＲＣＣ电路的简化模型如图３．５。图３．５简化ＲＣＣ电路Ｆｉｇ．３．５ Ｔｈｅ Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ ＲＣＣ ｃｉｒｃｕｉｔ其中误差信号到输出信号的小信号传递函数Ｇ蜀Ｄ（Ｄ＝也，也，输出采样增益岛＝砖，吃，误差放大传递函数Ｇｃ０）＝也，矗，传导函数Ｇｌ＝‘／岛，光耦传递函数 Ｇ２＝乏／乏，传导函数Ｇ３＝ｔ／乏。由于：ｖ口（５）２（１＋５。‰ｃＤ）心（５） 力屹“％（３．６）所以可以先不考虑滤波电容的ＥＳＲ，选原边开关平均电感电流（秘和输出电容电压（ｖｏ）为状态变量。从上面的分析可以知道，电路通过控制每个周期的开关时间。的不同来控制输出．利用电感的伏秒积平衡可以得到：３Ｉ重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＩＤ驱动电源三．！丝！盟：刍ｉ垒！型２一！坠二垒！ｉ堡垒１２ ’ｄｔｔ’啪），：哮一等乎ｅ垫趔：坠二垒也蛐一蚴一，。ｄｌ Ｌ。Ｊ’冠Ｊｏ啪）），＝毪乎一鲤专。名’其中‘２乙＋。＋乃‰＋。，五为负载电流波动?又因。；笔爱鬻，所以博＋黼ｎ９，将周期平均变量用稳态量和小信号表示，瓴（ｆ））＝厶＋毛（ｆ），‘。乙＋乙，（％（，））＝圪＋屯（，），化（，））＝Ｋ ４－觅“），，－＝疋＋ｔ，从式（３．９）得：ｅ＝等狲乙一等㈣ 卜一砉乏＋詈吒＋篆芋乞（３．１０）∽忐＋赞吃＝端小ｎ２（１２－％Ｄ２）啪Ｖｏ（－町ｓ．ＤＴ２ｓ）＋２）ｆ。告（３．１２）从上式可以得到控制到输出的小信号的传递函数Ｇ岛（ｊ）：ｋ警乏一隶＋赞也一啬乙告（３．１１）输入到输出的小信号传递函数Ｇ０（曲：一－毫ｇ－－２一 删÷而巍％（Ｊ）＝≥＝――――Ｔ二＿＝雨丝￡下‘一２三Ｐｃ：（Ｊ＋―；苦＋；；；爷｝）Ｏ＋熹）（３． 强１３）＠…重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源２ｉ磊｜ｎ／．．：ｌｏ 删叫吃闷为。＝错删：乙∽２万ｖｏ厶ｃｏ∽赢＋司‘３朋’。咫Ｌｉｐ也一笔产吒＠㈣令：％＝每＝一去，巧＝＂薏ｘ－＝一１Ｌ，（矿Ｋ－Ｋ），所以％ｏ）＝％?％ｏ）。图３．６ ＲＣＣ电路的小信号控制框图Ｆｉｇ．３．６ Ｔｈｅ ｓｍａｌｌ．ｓｉｇｎａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆＲＣＣ ｃ打ｃｕｉｔ其中屯＝墨／（玛＋是），Ｇ－－Ｉ／如，Ｇ２＝夕，Ｇ＝墨＋玛，将控制方程简化得到：互（Ｄ＝面６，Ｇ涿２Ｇ３Ｇ厕ＥｃＧ。ｏ（ｓ）（３．１７）因此得到系统的开环传递函数联ｓ）＝蚝乙０）Ｇｃ（∞＝五Ｏ）Ｇｃ（ｓ），从ｒ（力的表达式可以看出，由于Ｇｋ是个反向增益，所以控制系统是一个相频曲线从１８０度开始的负反馈控制系统，而Ｇ岛Ｏ）存在一个Ｄ峨／２附近的右半平面极点．为了在尽可能小的成本下获得的较好滤波效果，如图３．１中虚线框内所示加二 次ＬＣ滤波电路是最常用的设计方法。ＬＣ滤波电路的加入增加了系统从控制到输出的传递函数（ｋ（ｓ）的其阶。因％Ｏ）到输出ｖ口（力传递函数为：重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源Ｖｏ（Ｓ）＝ＫＩＯ）ｚ３（ＳＣｏ，ｒ．１＋１）．；吃ｌ（ｓ）Ｇ４（Ｊ）２２＋ｚ３（３．１８）其中，Ｚ２＝鸭，２３；置（ｓＣｏｒ．＋Ｄ／（ｓＣｏ（疋＋也）＋１）。通常厶是个较小的滤波电感（厶＜１５ｕＨ），因此其只影响电路的高频性能（如图３．７）。如果ｚ２相对与Ｚ１、 乙可以忽略，那就等效于ｃ『口、ｃ－０１并联。等效电容ｃ；＝ｃ岛＋ｃ｜Ｄ，等效电阻心，＝＆。／，ｊ匕，因此可以得到带ＬＣ滤波时的传递函数为 ６ｂｏＯ）＝ｑ（Ｊ）Ｇ岛０）（３．１９）小信号分析的基础是有稳定工作点存在，而在ＲＣＣ电路中，负载变化时，频 率变化范围宽，不能从简单意义上看作小信号扰动，如果要详细考察全负载范围 电路的稳定性，需要在负载变化范围内选取稳态点来分析．３．３参数设计电路通过调节‘来稳定输出，即屯Ｂ＝Ｋ一之（玛＋母），当输出电压最低，负载为满载时，屯为最大值茬“，之为最小值尹，输出电压最高，负载最轻时，乇为 最小值尹，ｔ为最大值《４。为了在输入电压，输出负载交动范围内得到较好的 输出稳定性能，需要保证ｉｆ的调节能力可以达ｏ＜‘＜尹＆霉“＜ｔ。以设计中常用的误差放大器ＴＩＡ３１为例，其‰＜吃＜３６Ｖ，ｌｍＡ＜‘＜１００ｍＡ，其电压降％可以表示为： 巧“＝１０一屹一‘％（３．２０）电压％最小时，ｆ＝∥?ｆ其有最大值，此时要求电阻岛满足：（３．２１）如＜―Ｖｏ―－ｖ面＃－ｒｖ＝＂』置（３．２２）电阻凡的选择需要满足：尹（邱＋玛）≤砟（３．２３）一般Ｂ》墨，即彤ｓ巧／露“，选择岛的阻值时，需要保证在开关电流最大时：尹（墨＋邱）＋尹砖＞巧率的Ｏ．１％左右，因此可以通过下式来限定咫的取值。（３．２４）砖由于串联在主电路中，其功率是不可忽略的一个参数，一般取最大输入功马＝面３ｘ０丽．００Ｉ可Ｐｒ＇（３．２５）在设计过程中，元件彤、玛、如的选择可以依照下面的顺序来确定。首先依据ＴＬ４３１和光耦合器的参数选择Ｊ芦：然后依据式（３．２０）来确定ｅ“和依据式重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源（３．２１）确定％，其次根据式（３．２２）来确定邱，最后根据式（３．２３）和（３．２４） 来确定％。由于％决定了直流闭环增益，在选择时，应该尽量减少其阻值以提高 闭环增益。其次蜀主要作用是为了减少光耦Ｕ的功耗，其最大功耗为：％＝‰尹＝（％２一尹毛一‰）＜铲（３．２６）根据其最大额定功耗和式（３．２６）可以确定心的大小。在开关ＱＩ导通时，咯的波形存在电流尖峰，因此在彤旁并联一个电容Ｇ，电容的大小以消除电流尖峰为准，一般为数个纳法． 现以设计的一款输入：圪＝１６０ＶＡＣ－２５０ＶＡＣ，输出功率：３Ｗ～ＩｌＷ；输出电 压：２４Ｖ，输出电流： Ｌ＝１２０ｍＡ～４６０ｍＡ，工作最低频率ｆ＝５０ＫＨｚ的ＬＥＤ电源为例进行参数设计．设当输入电压为１６０ＶＡＣ，输出电流最大时，开关频率Ｚ为 ５０ｋＨｚ，占空比Ｄｏ为０．５，效率ｑ为７５％，那么那么最大输入功率为昂一＝二璺喧＝１４．７矿 ｒ／输入平均电流最大为（３．２７）ｋ。＝芒＝意％－ｏ．嘶ｓ６Ａ因为占空比Ｄｋ为０．５，输入电流峰值为＠２８，ｋ一＝三竽氅≈０．３０６Ａ ‘ｋ同样可以得到输入电压最大时，负载最轻时，原边最少电流峰值为０．０４Ａ（３．２９）（３．３０）原边电感为‘＝警＝坠业她２７ｍＨ３０６ ’ｋ一变压器原副边变比为吗。。（３．３１）……设输出整流二级管的管压降珞为０．７Ｖ，又因为因为占空比Ｄｋ为０．５，那么肛卺＝撬＝器矾７‰＋％２４＋Ｏ．７＠ｓ２， …。－。计算辅助绕组匝数，婴功率管驱动电压最低为１２Ｖ，最大为２０Ｖ，因此融噜‰列２ ｌ卺圪＋詈％。ｓ２０诅吗－－１９．７５．．．Ｖｏ：＝嚣吃＝丽７．７×２４－９．３Ｖ重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源墨２２?５斑２，是＝２１．５取２，毛＝３００ｆ２，ｃ伪＝１００ｕＦ?Ｇｃｏ（Ｓ）＝石鲁雩芝；；：尹怒，互ｏ，＝石；；享塞兰甚篙，可以看出杨＝１／９．６，Ｇｌ＝１０－３，Ｇ２＝１００％，Ｇ３＝１００．８，Ｇｋ＝．２．５２ｘ１０－５，因此取％＝２２０ＶＡＣ，输出Ｌ＝４６０ｍＡ时为稳态点，马＝７２ＫＨｚ，Ｄ＝０．４得到瓦（Ｊ）的零极点由ＧＯＤＯ）决定，Ｔ，Ｃｓ）＝乙（ｓ）／９．６，五的波特图如图３．７。当考虑Ｌｃｑｔ即２―２．４ｘ１０４ｓ２＋６―．５９ｘ１０－４ｓ＋５２，，，、滤波网络时，厶＝１０ｕＨ，ｃｏ＝４７ｕＦ，查得电容的ｔａｎ‘＂＝Ｏ．１４，所以 ‰ｌ＝ｔａｎｆ，２疗．，ｃ口ｌ＝Ｏ．１３２ｔ），‰＝ｏ．２８３ｆ２。因此得：…９．０９ｘｌＯ－４ｓ２＋１．３７５×１ ０－３ｓ＋５２２．９９ｘｌＯ。ｓ３－０．４７８ｓ２＿１．１２ｘ１０Ｓｓ－４．７２ｘ１０９‘“”２．４ｅｘｌ０４ｓ４＋４．９８ｘ１０４ｓ３＋１０７．３ｓ２＋９．４５ｘ１０６ｓ＋６．８１ｘ１０１０互＝Ｚ／９．６，其波特图如图３．７中的瓦。选取正＝ｌＯｋ胁，对电路进行补偿，得：现?Ｇｃ（ｓ）２瓦琢丽１垒宅詈童群，其中：也－２４∞ＫＱ，。％＋Ｇ２。… 啪）＝２．４２ｘｌ呶篙５９蔫Ｘ１甓．４－ｊ（１．Ｏ’ｓ１）（３．３４）。。得出闭环传递函数丁（∞＝Ｇｃ（ｓ）五，补偿函数可用如图３．１所示的补偿电路来实％＝５８９ＫＱ，％＝ｌＯｐＦ，Ｑ２＝１００ｐＦ，Ｇ３－－１４．２ｎＦ。图３．７控制系统的波特图Ｆｉｇ．３．７ Ｔｈｅ ｂｏｄｅ ｏｆｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源３．４仿真与试验如图３．８为输入电压２２０ＶＡＣ，负载电流在０．３如一厶之间变化时，，、屹的 仿真波形，电路的输出超调很小，动态响应速度很快，约为４ｍＳ。图３．９为ｐｋ、｝名、 圪、Ｅ的仿真波形，与前面的分析一致。ＲＣＣ－００型￡ｔｔｓ）图３．８工作频率工输出电压圪仿真波形Ｆｉｇ．３．８ Ｔｈｅ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅｆｏｒｍｓＲＯＯ．．－００ｏｆ／，Ｖｏ００：ｌ咐恤￡ｆ盼：ｌ∞￡∞０２￡ｏ．１ ０．０ －０ｒ＇ ｔ．０匡圈Ｌ∞：ｔｔＯＶｐ￡０ＪＯ＇ｏ瓤■翱１０’Ｊ拥毒ｌ鼻釉●副囊翻●图３．９‰，‰，屹，Ｅ的仿真波形 Ｆ嘻３．９ＴｈｅＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆ‰，‰，圪，巧重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦｃ Ｌ印驱动电源篮脚繇怀翳删荨ＨｏＩｃ匝８甚罾矗声ｏｄ＞蒿苫Ｉ！，ｐ言等昌冒》墨卜。一．￡篁‰重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源蓥 晷 鬈蠕 张ｌ曼二圃鲁羞品ｇ－善＆≯蒿Ｊｏ『！昂专葛譬Ｉ｝矗晷ｕ葺．ｎ孽‰重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源在理论分析和仿真的基础上，制作了实验电路，电路的ｓａｂｅｒ仿真和实验电路 如图３．１０。图３．１２和图３．１３为开机和关机实验波形，可以看出不存在开机过冲和 关机过射现象，并且开机速度很快，约为１０ｍＳ。图３．１４为Ｋ，圪的实验波形， 与分析和仿真接近。图３．１５为％，和ｐ公的实验波形，从中可以看出，功率管在Ｐｋ 接近谷底时开通。由于功率管的开通电压很低，约为４Ｖ，使Ｒ。影响不能忽略，再加大延时环节如，Ｑ对电路改善不大。ＲＣＣ电路工作在电感电流的临界状态，自然实现零电流开通，这从图３．１６可以看出。同时，还设计了一个输入１６０Ⅵ妃～２６０ｖＡＣ，输出电压９～１８ＶＤＣ，输出电流３５０ｍＡ的恒流驱动电源，电路图如３．１１所示，其输出电压，电流如图３．１７（输 出电流取样电阻Ｒｓ２－－１Ｑ）ＩＩ～．．Ｉ厂图３．１２开机实验波形Ｆｉｇ．３．１２ Ｔｈｅ ｓｔａｒｔ－ｕｐ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ＼０：；；！ｊ”＋：…’＝…：ｊ懈０１９嘲ｉ∞｛－４：００嗣图３．１３关机的实验波形Ｆｉｇ．３．１３ Ｔｈｅ ｓｈｕｔ－ｄｏｗｎ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ难ｍ ｕＭｊ／＼乙八√ ～，八、．，∥图３．１４略（ＣＨｌ），Ｋ（ＣＩ－１２）的实验波形Ｆｉｇ．３．１４ Ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｎｎｓ ｏｆ阁３．１５‰（ＣＨＩ），‰（ＣＩ－１２）的实验波形Ｆｉｇ．３．１５ Ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ％（ＣＨＩ），屹（ＣＩ－１２）‰（ＣＨｌ），‰（ＣＨ２）４０重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源：． ．！’。…●Ｚ．：． ．：１‘’：‘‘：。。ｔ‘’‘。’４：’。：：‘‘±■：?：?；…；！：｛…｝ｉ！．： ：．毒． ．｝！±：：！； ”：．…；： ：ｊ?．！…：： ：’｛±： ： ：．．．：．： ：：．：主ＴＬ一．Ｌ‘?●??‘｝…■■－’’图３．１６≯ｋ（ＣＨｌ），Ｖｓ（ＣＨ２）的实验图３．１７ｆ…’１＿：…．…。十Ｖｏ（ＣＨＩ）。‰（ＣＩ－－１２）的实验波形Ｆｉｆｒ３．１７ Ｔｈｅ ｅⅨｐｅｒｉｍｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ‰（ＣＨＩ），Ｋ（ＣＨ２）Ｖｏ（ＣＨｌ），略２（ＣＨ２）图３．１８２４Ｖ稳压电源Ｆｉｇ．３．１８ Ｔｈｅ ２４Ｖ ｃｏｒｋｑｌ，ａｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｏｕｒｃｅ４．１重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源图３．１９３５０ｍＡ稳流电源Ｆｉｇ．３．１９ Ｔｈｅ ３５０ｍＡ ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｏｕｒｃｅ图３．２０驱动效果Ｆｉｇ．３．２０ Ｒｅｓｕｌｔ ｏｆａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ３．５本章小结论文本章从降低ＬＥＤ驱动电源的成本和提高交换器效率考虑，选择自激振荡 反激变换电路来设计需要隔离的ＬＥＤ驱动电源。首先，分析了自激振荡反激交换 电路的工作原理，通过小信号分析建立了电路的模型，给出了电路的主要参数设 计规范和ＲＣＣ电路实现准谐振的条件，并通过仿真分析和实验验证了理论的正确性。重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源为了减少对交流电网的谐波污染，目前国内外已推出了如ＩＥＣｌ０００３２ＣＬＡＳＳＣ （Ｄ）一系列限制电流谐波的标准，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波 含量，提高功率因数。特别是照明用电器，功率等级在２８瓦以上就有谐波标准要 求．当前高亮度ＬＥＤ技术发展迅速，其使用范围越来越广，功率越来越大，从数 十瓦到上百瓦不等。这就对ＬＥＤ驱动电源提出了新的问题。如何针对ＬＥＤ驱动特 性，使ＬＥＤ驱动电源在满足谐波标准的同时，实现ＬＥＤ的最优驱动，实现低成本、 高性能是ＬＥＤ驱动电源研究的重要组成．４．１单级ＰＦＣ研究现状传统的二极管和电容整流滤波远远达不到标准要求。为了使输入电流谐波满足 要求，在交流电器中必须加功率因数校正（ＰＦＣ）。通常的功率因数校正分为无源和 有源两类。无源功率因数校正利用滤波电感减少输入电流谐波，实现简单，但体 积大，功率因数一般只可以提高到０．９。有源功率因数校正分为单级ＰＦＣ和双级 ＰＦＣ，可以使输入电流ＴＨＤ小于５％，而功率因数提高到９９％或者更高。单级ＰＦＣ 电路较之双级ＰＦＣ电路成本要低，但输出稳定性稍差。所以，单级ＰＦＣ电路用于 ＬＥＤ驱动电源设计有其优势。 单级ＰＦＣ电路使ＰＦＣ级和ＤＣ／ＤＣ级共用一个开关管和同一套控制电路，如图 ４．３所示。同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。因此要求ＰＦＣ级的电 流能自动跟随输入电压。大部分的单级ＰＦＣ电路ＰＦＣ级采用ｂｏｏｓｔ电路校正输入 电流波形，输入功率存储在中间的储能电容，ＤＣ，ＤＣ部分采用ｆｏｒｗａｒｄ或图４．１ ｂｏｏｓｔ电路输入电流波形Ｆｉｇ．４．１ Ｔｈｅ ｉ珥＇ＩＩｔｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｂｏｏｓｔ ｃｉｒｃｕｉｔ重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源ｆｌｙｂａｃｋ电路稳定输出。工作在ＤＣＭ模式下的ｂｏｏｓｔ电路的输入电流控制方程为：Ｌ一：―Ｄ２Ｔ（Ｖｏ―Ｖｍ（ｔ））：盟（竺！垫生） ‘峨２上Ｉ（Ｖｏ一％（，））２厶、ｌ一口ｓｉｎ耐７（４．１） …～其中％＝■ｓｉｎ耐，口＝圪，圪，如图４．１为（１一口）巾ｉｎ研／（１－ａｓｉｎｏｚ））的波形， 当ａ＜０．８时，电流的ＰＦ值大于Ｏ．９８。因此电流断续模式（ＤＣＭ）的ｂｏｏｓｔ变换器 在固定占空比下电流能近似跟踪输入电压。可以得到较高的功率因数。而且 ＩＥＣｌ０００３２ＣＡＬＳＳＤ只对电流的谐波含量有要求（小功率的用电器１ＨＤＫ３０％）， 对ＰＦ值没有严格的要求。 由于单级ＰＦＣ控制电路只稳定输出，而输入功率是一个周期性变化的量，所以 瞬时输入和输出功率不等，两者之间必须有储能电容作为缓冲。而为了提高变换 器的效率，ＤＣ／ＤＣ部分一般采用电流连续工作模式（ＣｃＭ）。在ＣＣＭ情况下，当 负载变轻时，输出功率减少，占空比不随负载变化而变化．这样充入储能电容的 能量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了稳定输出电压， 反馈环使占空比减小，从而相应地减少输入能量。这个动态调节过程要到输入和 输出功率平衡后才停止。负载减小的后果是明显地增加了电容电压。因此单级ＰＦＣ 的研究重点就是降低开关应力和提高动态响应速度。降低单级ＰＦＣ变换器电压应 力主要有以下几种方案：［２ｓ－３９１ １）使电路工作在变频控制下断续ＰＦＣ与连续ＤＣ／ＤＣ状态， ２）使电路的ＰＦＣ和ＤＣ／ＤＣ都工作在ＤＣＭ模式下， ３）变压器绕组电压反馈， ４）开关电容降压。 将上述的四种解决方案与当前新技术，新控制方法相结合，形成了当前许多 的单级ＰＦＣ拓扑结构，例如ｆｌｙｂｏｏｓｔ单级ＰＦＣ电路，开关电容单级ＰＦＣ电路，以 及不平衡桥式单级ＰＦＣ电路。每种电路都有各自的优缺点，如采用交频控制，可以 降低电容电压，但为了使储能电容电压低于４５０Ｖ，频率变化范围可能高达十倍， 不利于磁性元件的设计优化【４ｎ。如果ＰＦＣ和ＤＣ／ＤＣ级都工作在ＤＣＭ模式，当输 出功率减小时，占空比也减小，同时输入功率也减小，储能电容的电压不受负载 影响，只由输入电压和电路参数决定。由于工作在ＤＣＭ模式，输入和输出电感电 流的峰值较高，增加了器件的电流应力，所以适合于小功率场合应用． 图４．２为采用开关电容串联充电并联放电单级ＰｆＣ电路，电路中开关电容元 件代替了原来的单个储能电容。当开关关断时，电感对电容串联充电，而当开关 导通时，两电容通过二极管并联放电，降低了电容电压应力。根据图４．２所示的串 充并放的原理，可以推导出一些新的电路拓扑，同时可以运用多级开关电容，这 样可进一步减小电容电压．这种单级ＰＦＣ全部的能量都经过ＰＦＣ级变换后，存储重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦｃ ＬＥＤ驱动电源在储能电容上，再经过ＤＣ／ＤＣ级变换，它的优点是输出稳定性和动态响应好，其 缺点是输入电能完全经过二次变换，整体效率不高。＆：图４．２串联充电并联放电单级ＰＦＣ电路也］＋１０Ｆｉｇ．４．２ Ｔｈｅ ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｈａｒｇｅ ａｎｄ ｌｉｎｋｅｄ ｄｉｓｃｈａｒｇｅ ｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅ ＰＦＣ ｃｉｒｃｕｉｔ当前单级ＰＦＣ拓扑根据能量传输的方式主要分为两种类型，全都能量二次变 换型和部分能量一次变换型。如图４．３（ａ）所示为全部能量二次变换型的框图， 电路的优点是电路简单，动态性能好；缺点：功耗大，电容电压和开关应力高。 研究的主要问题是降低电压应力，解决的主要方法是调整两级的工作模式。部分 能量一次变换型的框图如图４．３（ｂ），输入的功率只有一部分经过了二次变换锄＋（１一ｋ）ｑｌ，７２＝吼仉＋ｋｒｈ（１一珑）＞研仍＜４．２）其中足为只经过ＰＦＣ级变换后直接传递到输出端的功率占总功率的比例。可 以看出它的整体效率较之全部能量二次转换型的ＰＦｃ效率要高。电路的优点是降 低了电压应力，提高了变换器效率；缺点是电路结构更复杂，降低了输出精度。图４．３ Ｃａ）全部能量两次变换型单级ＰＦＣ电路框图Ｆｉｇ．４．３ Ｃａ）Ｔｈｅ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆａｌｌ ｆｉｌｅ ｅｎｅｒｇｙ ｔｗｉｃｅ ｔｒａｎｆｏｒｍｅｒｅｄ ｓｉｎｇｌｅ ＰＦＣ ｅｉｒｃＩＩｉｔ重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源图４．３（ｂ）部分能量一次传输型单级ＰＦＣ电路框图Ｆｉｇ．４３（ｂ）Ｔｈｅ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆｐａｒｔ ｅＢｅｆｇｙｄｉ僦日ｙ恤加蒯ｓｉｎｇｌｅＰＦＣ ｃｉｒｃｕｉｔ４．２典型单级ＰＦＣ电路分析和比较对单级ＰＦＣ电路的分析和研究主要集中作以下几个方面：（１）输入电流ＰＦ 值；（２）储能电容电压峰值；（３）电路的结构和元件数；（４）开关的电压、电流 应力；（５）电路的效率。下面对几种典型的单级ＰＦＣ就上述几个主要性能进行分 析和比较。４．２．１单端反激ＰＦＣ电路与ｂｏｏｓｔ电路一样，工作在ＤＣＭ状态下的反激交换器在恒定占空比下能自动 实现功率因数校正，同时反激变换器还实现了直接功率转换。如图４．４所示为一反 激式单级ＰＦＣ电路，其中ｋ，ｃ。很小，为ＥＭＩ滤波元件。工作在ＤＣＭ模式的 反激变换器，在占空比固定的情况下，每个开关周期内输入电流的峰值为：（４．３）“＝手Ｄ瓦＝掣Ｄ五ｒ ｌ Ｉ＋ Ｌ Ｊ【ｊ‘ｒ Ｊ－ 岛辛 。卞Ｇ ％Ｔ ―ｌ‰五珐图４．４反激变换器电路Ｆｉｇ．４．４ Ｔｈｅ ｆｌｙｂａｃｋ ｃｉｒｃｕｉｔ其中弋＝ｖ．ｓｉｎｍｔ，所以一个开关周期内输入电流的平均值为：护导。２掣∥磊∽４，重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦｃ Ｕｍ驱动电源可见ＤＣＭ反激变换器无论是输入电流的峰值还是平均值都跟随输入电压正 弦变化，且和输入电压同相位，变换器的功率因数很高，理论上为１。当反激交换 器的闭环控制转折频率明显低于两倍的工频时，反激变换器工作在ＤＣＭ模式时具 有固有的ＰＦＣ功能，即无损电阻的特性。在设计中，ＥＭＩ滤波器只衰减输入电流 的高频分量，不影响其低频分量。因此瞬时输入功率为：兄（ｆ）。ｖ摹（ｒ）ｏ（，）２专咖２０Ｊｔ２薏（１一Ｃｏｓ２耐）“．５）其中足＝２４，Ｄ２Ｂ．可见输入功率包括一个直流分量和一个２倍工频的交流分量。通常情况下，交流分量的值较大，需要很大的输出滤波电容，同时输出动 态响应很慢，所以反激型单级ＰＦＣ电路只适合在输出稳压和动态性能要求不高的 情况下。４．２．２变压器绕组反馈电路如图４．５所示的单级ＰＦＣ电路，在输入电感之后，串入一个与变压器耦合的 绕组，将储能电容Ｇ的电压反馈到输入电感上．以图４．５（ｂ）为例，奶导通时， 输入电流为：屯：羔亏兰坚Ｄ毛：兰』些警Ｄ五?ｈ（４．６）‰其中一ｚⅣ２／圯。当电容Ｇ电压上升时，输入电流下降，输入功率自动减少，从而保证输入和输出功率平衡，所以电容电压被限制在一定的范围内。同时，反 馈绕组将一部分能量直接耦合到输出，而不必经过ＤＣ／ＤＣ变换，提高了变换器的 效率。所以当前单级ＰＦＣ电路很大一部分属于这类。不过从式（４．６）可以看出， 图４．５（ｂ）的电路输入电流存在死区，降低了输入电流功率因数，图４．５（ｃ）的 电路也存在同样的问题。对于图４．６（ａ），ａ导通时，输入电感ｋ的电流：丘＝｛￡Ｄ五＝．ｖ＝］ｓ，ｉｎｏＪｔＩＤＺｓ ‰ ‰斜率为：（４．７）关断时，ｋ的对通过绕组Ⅳ２对ｑ充电。Ⅳ２和Ⅳｓ组成正激交压器，屯的下降堕；一！堡±竺兰二曼ｌ墅竺Ｑ廊?－一＝＝一―－－―――－－－－――－－――－――Ｊ―――－－―－一４．＾Ｊ （４．８）Ｉ厶ｎ２＝鸩／％。可以看出，绕组Ⅳ２将输出电压反馈到输入电流，从而限制了Ｇ的电压。同时输入电流的ＴＨＤ相对于（ｂ）、（ｃ）要小．绕组反馈电路因有一部分 能量直接传输到输出，而这部分能量大小通常是输入电压的函数，如图４．５（ａ） 开关周期平均传输到到输出端的功率为：霉（ｒ）＝≤等啬嚣瓷‰＋㈤咖Ｄ＇ｎ２ｍ…２上１【一圪＋％（０一％ｓｉｎ国订‘４、７。、７（４．”重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ Ｌ如驱动电源其中％（ｆ）＝Ｋ一÷异ｓｉｎ２胁ｔ，可以看出开关周期平均功率是由一个直流分量和／ｆ．ＯＬ．ｏ一个交流分量组成，所以绕组反馈型单级ＰＦＣ电路较之电容降压电路，输出稳定 性和动态性稍差，和ＤＣＭ反激变换器相比，其交流分量值比要低，稳定性和动态 性相对更好。应用绕组反馈储能电容ｃ＾的电压或输出电压的方式，可以推导出众 多的单级ＰＦＣ电路。同时这种电路的三端模式通过等效交换。可以化解成相应的 二端模式。ｉ卡ｑ五ｃ．卡一－ｌＩｒ：虬ｌ 《Ｆ＿――ｉＪ≯啪（ｃ）图４．５绕组反馈型单级ＰＦＣ电路Ｆｉｇ．４．５ Ｔｈｅ ｗｉｎｄｉｎｇ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｉｎｇｌｅ．ｓｔａｇｅ．ｓｔａｇｅ ＰＦＣ ｃｉｒｃｕｉｔ４．２．３ｆｌｙｂｏｏｓｔ型单级ＰＦＣ电路反激变换器在校正输入电流功率因数的同时，还可以实现功率的的直接传输， 因此用反激交换器代替ＰＦＣ级的ｂｏｏｓｔ电感，就可以构成一个具有直接功率传输 的ＰＦＣ模块。如图４．６的ｆｌｙｂｏｏｓｔ单级ＰＦＣ电路就是根据这个原理产生的，在这 个电路的基础上，可以衍生很多ｆｌｙｂｏｏｓｔ电路。变压器五既是ＰＦＣ级的ｂｏｏｓｔ电路 的电感，也是反激变换器。这个电路可以认为是由一个反激变换器和一个ｂｏｏｓｔ交 换器组合而成，两个内部变换器使用同一个控制电路［４４１１４５１。 在半个工频周期内，电路有两种工作状态，交压器Ｚ都是工作在ＤＣＭ下，电 路的工作原理如下。当输入电压ｋＩ＜％一啊屹时，互相当于一个反激变换器，Ｑ１导通时，五的原边电感储能，Ｑ关断时，变压器五将能量全部传递到输出。当输入电压ｋｌ＞％一啊匕时，五相当于ｂｏｏｓｔ电感，Ｑｌ导通时，写的原边电感储能，ＱＩ关断时，输入电能一部分存储在储能电容．一部分传递到输出．船重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ ＬＥＤ驱动电源由于ｎｙｂｏｏｓｔ电路一部分能量之间传递到输出，提高了输出效率。并且只有ｋ＞Ｋ―Ｋ／行，时，输入能量才能存储到电容Ｇ，因此将电容电压％钳住在 匕＋Ｖ０１．，储能电容上电压大大下降．另外，一部分能量直接传递，提高了效率．不过电路的结构相对要复杂，特别是电路在两中状态之间转化，电路分析和参数 设计困难。＋ＬＪ‘ｊ斗一。１ｋ（ａ）（ｂ）图４．６（ａ）ｆｌｙｂｏｏｓｔ电路（ｂ）ｆｌｙｂｏｏｓｔ电路工作状态图ｃｉｒｃｕｉｔ （ｂ）Ｔｈｅ ｓｔａｔｅ ｃｈａｒｔ ｏｆｆｌｙｂｏｏｓｔ ｃｉ∞ｕｉｔＦｉｇ．４．６（ａ）Ｔｈｅ母ｂｏｏｓｔ４．２．４单级并联ＰＦＣ电路在前面的部分能量直接传递的电路中，由于ＰＦＣ级和ＤＣ／ＤＣ级共用一个控制 电路，输出功率还是含有一定低频分量，这影响了输出稳定性和动态性．如果一 开始就将输入功率分成两部分，由两个内部变换器分别处理，这就是并联功率因数校正的思想。州Ｍ＋ｖ耐图４．７并联运行单级ＰＦＣ电路ＦｉｇＡ．７ Ｔｈｅ Ｐａｒａｌｌｅｌ ｓｉｎｇｌｃ－ｓｍｓｅ ＰＦＣｃｉ鼬如图４．７所示为一并联运行单级ＰＦＣ电路。电路中，变压器五，开关管ｇ组 成主反激变换器；变压器五，开关管Ｑ组成辅助反激变换器。主反激变换器控制重庆大学硕士学位论文４单级ＰＦＣ Ｌ功驱动电源控制输入电流波形，同时将一部分能量直接}