通常对某个频点上的阻抗匹配可利用SMITH圆图工；在某一个频点匹配很容易，但是双频以上就复杂点了；仿真工具在实际过程中几乎没什么用处；实际设计中，要充分明白Smith圆图的原理，然后；双频的匹配的确是一个折衷的过程；理论上需要2各件调一个频点，所以实际的手机或者移；记住，匹配电路虽然能降低反射，但同时会引入损耗；天线的反射指标（VSWR，returnloss
通常对某个频点上的阻抗匹配可利用SMITH圆图工具进行, 两个器件肯定能搞定, 即通过串+并联电感或电容即可实现由圆图上任一点到另一点的阻抗匹配, 但这是单频的。而手机天线是双频的, 对其中一个频点匹配,必然会对另一个频点造成影响, 因此阻抗匹配只能是在两个频段上折衷.
在某一个频点匹配很容易，但是双频以上就复杂点了。因为在900M完全匹配了，那么1800处就不会达到匹配，要算一个适合的匹配电路。最好用仿真软件或一个点匹配好了，在 网络分析仪上 的 S11参数下调整，因为双频的匹配点肯定离此处不会太远。，只有两个元件匹配是唯一的，但是 pi 型网络匹配，就有无数个解了。这时候需要仿真来挑，最好使用经验。
仿真工具在实际过程中几乎没什么用处。因为仿真工具是不知道你元件的模型的。你必须要输入实际元件的模型，也就是说各种分布参数，你的结果才可能与实际相符。一个实际电感器并不是简单用电感量能衡量的，应该是一个等效网络来模拟。本人通常只会用仿真工具做一些理论的研究。
实际设计中，要充分明白Smith圆图的原理，然后用网络分析仪的圆图工具多调试。懂原理让你定性地知道要用什么件，多调是要让你熟悉你所用的元件会在实际的圆图上怎么移动。（由于分布参数及元件的频率响应特性的不同，实际件在圆图上的移动和你理论计算的移动会不同的）。
双频的匹配的确是一个折衷的过程。你加一个件一定是有目的性的。以GSM、DCS双频来说，你如果想调GSM而又不太想改变DCS，你就应该选择串连电容、并联电感的方式。同样如果想调DCS，你应该选择串电感、并电容。
理论上需要2各件调一个频点，所以实际的手机或者移动终端通常按如下规律安排匹配电路：对于简单一些的，天线空间比较大，反射本来就较小的，采用Pai型（2并一串），如常规直板手机、常规翻盖机；稍微复杂些的采用双L型（2串2并）：对于更复杂的，采用L＋Pai型（2串3并），比如用拉杆天线的手机。
记住，匹配电路虽然能降低反射，但同时会引入损耗。有些情况，虽然驻波比好了，但天线系统的效率反而会降低。所以匹配电路的设计是有些忌讳的；比如在GSM、DCS手机中匹配电路中，串联电感一般不大于5.6nH。还有，当天线的反射本身比较大，带宽不够，在smith图上看到各频带边界点离圆心的半径很大，一般加匹配是不能改善辐射的。
天线的反射指标（VSWR，return loss）在设计过程中一般只要作为参考。关键参数是传输性参数（如效率，增益等）。有人一味强调return loss，一张口要－10dB，驻波比要小于1.5，其实没有意义。我碰到这种人，我就开玩笑说，你只要反射指标好，我给你接一个50欧姆的匹配电阻好了，那样驻波小于1.1啊，至于你手机能不能工作我就不管了！
SWR驻波比仅仅说明端口的匹配程度，即阻抗匹配程度。匹配好，SWR小，天线输入端口处反射回去的功率小。匹配不好，反射回去的功率就大。至于进入天线的那部分功率是不是辐射了，你根本不清楚。天线的效率是辐射到空间的总功率与输入端口处的总功率之比。所以SWR好了，无法判断天线效率一定就高（拿一个50ohm的匹配电阻接上，SWR很好的，但有辐射吗？）。但是SWR不好了，反射的功率大，可以肯定天线的效率一定不会高。SWR好是天线效率好的必要条件而非充分条件。SWR好并且辐射效率（radiation efficiency）高是天线效率高的充分必要条件。当SWR为理想值（1）时，端口理想匹配，此时天线效率就等于辐射效率。
当今的手机，天线的空间压缩得越来越小，是牺牲天线的性能作为代价的。对于某些多频天线，甚至VSWR达到了6。以前大家比较多采用外置天线，平均效率在50％算低的，现在50％以上的效率就算很好了！看一看市场上的手机，即使是名公司的，如Nokia等，也有效率低于20％的。有的手机(滑盖的啊，旋转的啊)甚至在某些频点的效率只有10％左
见过几个手机内置天线的测试报告，天线效率基本都在30-40%左右，当时觉得实在是够差的（比我设计的微带天线而言），现在看来还是凑合的了。不过实际工程中，好像都把由于S11造成的损耗和匹配电路的损耗计在效率当中了，按天线原理，只有介质损耗（包括基板引起的和手机内磁铁引起的）和金属损耗（尽管很小）是在天线损耗中的，而回损和匹配电路的损耗不应该记入的。不过工程就是工程啊，这样容易测试啊。
对了，再补充一句，软件仿真在一定程度上是对工程有帮助的：当然，仿真的结果准确程度没法跟测试相比，但是通过参数扫描仿真获取的 天线性能随参数变化趋势还是有用的，这比通过测试获取数据要快不少，尤其是对某些不常用的参数。
“仿真工具在实际工程中没有什么用处”，是说在设计匹配电路时，更具体一点是指设计双频GSM、DCS手机天线匹配电路时。如果单独理解这句话，无疑是错的。事实上，我一直在用HFSS进行天线仿真，其结果也都是基于仿真结果的。
对了，焊元器件真的是一件费劲的事，而且也有方法的，所谓熟能生巧嘛。大的公司可能给你专门配焊接员，那样你可能就只要说焊什么就可以了。然而，我们在此讨论的是如何有效地完成匹配电路的设计。注意有效性！有效性包括所耗的时间以及选择元器件的准确性。 如果没有实际动手的经验，只通过软件仿真得出一种匹配设计然而用到实际天线输入端。呵呵，我可以说，十有八九你的设计会不能用，甚至和你的想象大相径庭！
实际设计中，还有一种情况你在仿真中是无法考虑的（除非你事先测量）。那就是，分布参数对于PIFA的影响。由于如今天线高度越来越小，而匹配电路要么在天线的下方（里面）要么在其下方（外面），反正很近，加入一个实际元件在实际中会引入分布参数的改变。尤其如果电路板排版不好，这种效应会明显一些。实际焊接时，甚至如果一个件焊得不太好，重新焊接一下，都会带来阻抗的变化。
所以，PIFA的设计中，通常我们不采用匹配电路（或者叫0ohm匹配）。这就要求你仔细调节优化你的天线。一般来说对现今的柔性电路板设计方案（Flexfilm）比较容易做到，因为修改辐射片比较容易。对于用得比较多的另一种设计方案冲压金属片（stamping metal），相对来说就比较难些了。一是硬度大，受工艺的限制不能充分理由所有空间，二是模具一旦成型要多次修改辐射片的设计也很困难。
在匹配设计上仿真工具有没有很大的用处，没多少人是可以用仿真工具算出匹配来的。 再说，有没有很大效果怎么衡量呢？ 工程上讲究的是快速，准确。为了仿真而仿真，没有实际意义。为了得到一个2、3、最多5个件的匹配你去建立电感、电容的模型，不太值的。还有，你如何考虑上面我提到的PIFA匹配的分布参数的改变？前面我还说到一些匹配电路的忌讳，不是源于理论，完全源于实践。因为天线的设计是希望能提高它的辐射效率(总效率)！我没有成功地在1小时内通过仿真工具找到过准确的匹配电路（就说GSM、DCS）双频的吧，（实际中用视错法是可以的）。
在处理RF系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。
在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。
有很多种阻抗匹配的方法，包括
? 计算机仿真： 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起
来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
? 手工计算： 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。
经验： 只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。
史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。
本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。
图1. 阻抗和史密斯圆图基础
在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下RF环境下(大于100MHz) IC连线的电磁波传播现象。这对RS-485传输线、PA和天线之间的连接、LNA和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。
大家都知道，要使信号源传送到负载的功率最大，信号源阻抗必须等于负载的共轭阻抗，即：
RS + jXS = RL - jXL
图2. 表达式RS + jXS = RL - jXL的等效图
在这个条件下，从信号源到负载传输的能量最大。另外，为有效传输功率，满足这个条件可以避免能量从负载反射到信号源，尤其是在诸如视频传输、RF或微波网络的高频应用环境更是如此。
史密斯圆图
史密斯圆图是由很多圆周交织在一起的一个图。正确的使用它，可以在不作任何计算的前提下得到一个表面上看非常复杂的系统的匹配阻抗，唯一需要作的就是沿着圆周线读取并跟踪数据。
史密斯圆图是反射系数(伽马，以符号Γ表示)的极座标图。反射系数也可以从数学上定义为单端口散射参数，即s11。
史密斯圆图是通过验证阻抗匹配的负载产生的。这里我们不直接考虑阻抗，而是用反射系数ΓL，反射系数可以反映负载的特性(如导纳、增益、跨导)，在处理RF频率的问题时ΓL更加有用。
我们知道反射系数定义为反射波电压与入射波电压之比：
图3. 负载阻抗
负载反射信号的强度取决于信号源阻抗与负载阻抗的失配程度。反射系数的表达式定义为：
由于阻抗是复数，反射系数也是复数。
为了减少未知参数的数量，可以固化一个经常出现并且在应用中经常使用的参数。这里Z0 (特性阻抗)通常为常数并且是实数，是常用的归一化标准值，如50Ω、75Ω、100Ω和600Ω。于是我们可以定义归一化的负载阻抗：
据此，将反射系数的公式重新写为：
从上式我们可以看到负载阻抗与其反射系数间的直接关系。但是这个关系式是一个复数，所以并不实用。我们可以把史密斯圆图当作上述方程的图形表示。
为了建立圆图，方程必需重新整理以符合标准几何图形的形式(如圆或射线)。
首先，由方程2.3求解出；
令等式2.5的实部和虚部相等，得到两个独立的关系式：
重新整理等式2.6，经过等式2.8至2.13得到最终的方程2.14。这个方程是在复平面(Γr, Γi)上、圆的参数方程(x - a)2 + (y - b)2 = R2，它以[r/(r + 1), 0]为圆心，半径为1/(1 + r)。
更多细节参见图4a。
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1、HFSS仿真结果的疑问
我在做一个0.3g--2.7g超宽带天线，用ansoft仿真结果也差不多了，可是同一模型当我把扫频范围设定为0.3g--1g，结果（方向图和
驻波）变化很大，我进一步细化又把频率范围设为0.3--0.6g时，结果再次变化，一次比一次变化大。
我想问各位大虾，同一模型是不是每次频率设定范围不一样，结果就差距很大，那我仿真时该设定多大范围比较好呀？
欢迎热心同志给予解释& 帮助，，，多谢咯！！！
答：仿真频率范围无谓，关键是在不同的频段仿真的时候你的空气盒子大下得相应的改变，为你仿真中心频段的１／４波长．如果仿
真频段太宽，也可以分段仿真．
2、请教：这个同轴是怎么加的
请问这个同轴是怎么加的
垫片印刷在介质板上 使用50ohm同轴线馈电 请问同轴的内轴外轴 都是怎么加到天线上的
我只将内探针加到了介质上 结果有一个谐振点总是畸变 肯定是我的同轴馈电出了问题 麻烦大家帮我看看 我想了好久了
答：建模时只要画出同轴与地板交界处端口就行了（内心不变），重新画出地板（画一个面）从这个地板上讲端口和内心减去（克隆），将内心从端口中减去（克隆），再在端口处设置激励就行了。
其实只要把你的模型发上来，一看就明白了，上面的回答应该是用集中端口设同轴线的做法，附一个例子给你看看，模型比较大，把端口放大就可以看到细节部分了
1fed by coax lumpedport.rar(6 K)
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3、提一个关于Radiation
Boundary的问题
如题,按照full book上的说法,只要将模型边界条件设置成Radiation
Boundary,就相当于不受边界的约束,波可以辐射到无限远空间,换句话说求解的空间大小已经不会对求解结果产生影响.但是我在做微带模型时对空气层的大小设置不同值后发现结果不同.请高人指点迷津!
关于这个，可以参考金建铭的电磁场的有限元方法一书，电磁场的有限元方法中对于计算区域的截断的处理都不是非常的理想，辐射边界也是近似，至于辐射边界与计算目标的距离说法更是不一，论坛之前有帖子进行过大规模的讨论，我记得结果似乎是没有完全的定论，最常见到说法是0.25波长就”差不多“，呵呵具体每种情况到底差多少也不可一概而论。而且这个0.25的系数似乎不被金建铭很认可，书中的相关的有限元计算设置的都是0.3倍波长，
吸收边界对大角度入射的情况，吸收效果不佳。
0.25波长是针对高增益天线
对低增益，由于大角度大电场强度入射的影响比较显著，需要扩大到0.5波长，从而减小入射角。
这些在full book里面是有的，宝典一定要多读几遍啊。
4、Hfss求解和空气盒设置问题
我仿的一个超宽带天线,F为3.1-11,我设置的求解频率为11,用fast扫频,空气盒高度将近1/2波长,不知道这样的设置对不对,是不是空气盒的高度高点更好,还有这求解频率11有没错,希望高手指导下
答：求解频率设置为11没有什么问题,不知道"空气盒高度将近1/2波长"是按那个频率计算的,一般应选取最低频率3.1的四分之一波长
空气盒高度实际上是中心频率的6G的1/4*lamd,如果按照最低频率设置的话,像我今天仿的另外一个例子是1-11G,那空气盒的高度非常大,求解的速度非常的慢,甚至没法仿真,有没有更好的方法来设置呢,能不能用中心频率来设置呢?
频率太宽的话，可以分段仿真，这样比较准确；
天线距离空气边界要求是1/4波长，和相距1/2波长的仿真结果相差不大，我都用的是1/2波长；
求解频率不应该是１１吧，应该是中心频率．其次波长也以中心频率为准的
5、HFSS中的端口问题
在hfss中何时设置waveport 何时设置lumpport
，他们有什么区别？在端口设置时，有时提示画线有时没有，这是怎么回事，和哪里的设置有关？那里新建的线是积分线吗？何时是终端线？还有何时要画积分线，要画终端线？他们各代表什么意思？
6、HFSS中的求解器问题
在hfss中何时用drivenmodel /driven terminal / eignmode呢？分别有什么区别？
7、激励阻抗归一化的作用
在设置激励时的默认阻抗是50欧，还有一项是post processing 里有两个选项 do not renormalize
和renormalize这个有什么作用，代表什么意思？
8、请问：交叉极化度是什么概念？
请教各位：交叉极化度是什么概念？ 谢谢指点！
讨论：用于发射或接收给定极化波的天线不能发射或接收其正交极化波，交叉极化隔离度为一个波束在给定极化最大辐射方向上的功率与其接收的正交极化波在此方向上的功率之比。
不是不能接收正交极化波吗 怎么会有功率 那接收的功率是0了
假如线极化纯度很高，确实完全不能接收正交极化波，正交极化方向分量的功率为0。但事实上天线极化都不可能这么纯，所以有些情况就需要讨论交叉极化鉴别率了
交叉极化鉴别率定义：在给定方向上（一般指主极化最大值方向）上，天线辐射的主极化分量与交叉极化分量的功率密度之比。如果主极化是垂直极化，则水平极化分量为交叉极化，如果主极化是右旋圆极化，则左旋圆极化为交叉极化。交叉极化鉴别率越大，极化纯度越高。
事实上没有天线能作到完全接收不到正交极化波，因此引入了交叉极化隔离度的概念，以判断该天线接收交叉极化波的能力大小，当然接收得越少越好。
弱弱的问一下：交叉极化隔离度和交叉极化鉴别率是一个概念吗
说实话，我以前一直以为是同一个概念的，多亏楼上问了，“催”我去看了看，感觉不同的书定义有所不同。
这是摘自沈民谊，蔡镇远编著《卫星通信天线》中的一段话：
交叉极化隔离度XPI：
本信号在本信道内产生的主极化分量E11与在另一信道中产生的交叉极化分量E12之比，由定义可知，由于天线系统本身的反射面所产生的交叉极化分量，会影响到工作在同一频率的另一通道的正常通信，这时的交叉极化可定义为交叉极化隔离度(XPI)
，它是天线自身产生的。
交叉极化鉴别率XPD：
本信道的主极化分量E11与另一信道在本信道内产生的交叉极化分量E21之比，由定义可知，由于天线系统中其他通道所产生的交叉极化分量，会影响到工作在同一频率的本通道的正常通信，这时的交叉极化可定义为交叉极化鉴别率(XPD)，两种定义都是衡量交又极化分量的大小，但两者的出发点不同，XPI在单极化和双极化系统中都存在，而XPD只存在于双极化系统中。
我上面说过的交叉极化鉴别率的定义感觉跟这里的交叉极化隔离度同概念，有时间再研究研究了呵呵，也多谢你提出这个问题，对大家都很有帮助。
任何天线都很难做到完全抑制正交极化波，或多或少会接受一些正交极化波。
极化隔离度越好，交叉极化越小。
形象点说：设计一个圆极化微带天线，看仿真后的方向图，会有一个RLCP，一个LHCP。如果希望收发RHCP，则从方向图上看，LHCP越小，交叉极化越小
我也有個問題,那跟"軸比"有什麼差別???
轴比是衡量圆极化程度的.把电场矢量的终点轭迹看作一椭圆,其长轴与短轴的比.衡量圆极化的好坏.
交叉极化度是衡量天线对两种极化方式的能力的.
还想请教一下：在建立分析设置时，求解频率是不就是中心频率？
求解频率应该高于你的扫频的中心频率 是剖分网格的依据
在result中solution data里看的Z：waveport1:1和Port
Z0分别是指天线输入阻抗和馈线的特性阻抗。
解答：Zo指的是端口的特性阻抗，Z11应该是从端口向负载端看去的端口阻抗，简单的说对Zo可以说是传输线的特性住抗，z11是输入住抗。Z0可以取50，75.100什么都可以，主要看你的传输线的情况，z11嘛是你要匹配到z0的天线的住抗。没有那么理想的情况
即便是你实测的匹配比较好的天线的输入阻抗也是有一点虚部的
有没有人知道怎么在hfss中加隔离电阻啊
加个面 画条积分线
那那个阻值怎么体现& 薄膜电阻呀？
选则集总参数的端口
我还是不怎么懂啊，你有做过的实例吗，给以发给我看看吗
boundaries--LumpRLC
嘿嘿，我知道了，谢谢
请各位高手指点一下，在HFSS
10.0中怎样通过仿真结果判断微带天线的线性化、圆极化（左旋、右旋）还是椭圆极化？&&&
怎样得出S21参数的图形？
画增益曲线图，那个增益越大，就是那种极化。例如，左旋圆极化增益大于右旋圆极化增益，就是左旋圆极化天线。
我天线结构是采用共面波导馈电，所以，我就选用了Lumped Port ，然后使用Driven
Terminal模式，但是出现两个问题，一是Driven Terminal比Driven
Modal仿出来的增益高很多，二是我在HFSS11版本中使用Driven Terminal模式加Lumped
Port的时候，HFSS程序报错关闭。请问这些是什么问题啊？
请问怎么在HFSS中看天线的极化特性0
一直没有找到看天线极化特性的地方，请高手指导一下
可由GainPHI GainTHETA GainGHCP GainLHCP來看出極化是水平 垂直 左旋 右旋!!
polarization ratio 和 axial ratio到底是什么概念0
有什么区别，分辨一个天线是圆极化还是线极化应该看哪一个参数
polarization ratio
衡量交叉极化的&
axial ratio
衡量圆极化的
如果能用waveport就用waveport，lumped是个模拟的端口，在很多情况下结果不是很能保证精确性
gain 与 realized gain0
请问看天线增益时gain 与 realized gain有什么区别啊？谢！
Gain=4piU/Pacc
U is the radiation intensity in watts per steradian in the
direction specified.
Pacc is the accepted power in watts entering the antenna.
Realized Gain=4piU/Pincident
U is the radiation intensity in watts per steradian in the
direction specified.
Pincident is the incident power in watts.
这几个值的大小可以在antenna parameters中查看.
对于你说的线馈微带贴片天线而言RealizedGain就是考虑上馈线损耗后的增益，Gain则不考虑。
gain可能是指不考虑馈电电路网络损耗时的天线的增益，而realized
gain是指包括馈电电路网络损耗在内的天线的增益。
关于Er的讨论
这个不奇怪！天线剧烈小型化的产物/
er=90甚至er=100+的，都有人在做，而且已经产品化！
各位，起初我也在考虑这个问题，一般做天线的最多用到er=20的材料，当er继续增大时，天线的效率会降低，为了保证天线的效率，抑制surface
waves必须保证，介质厚度h/lambda小于0.3/2*pi*（er）0.5，才可以忽略表面波的影响。但是这个er，100+的天线已经产品化导航。
问题是，高er材料必然导致高Q，和很窄的BW，很高的LOSS，很低的效率。
希望与大家探讨，高er天线应用问题
有介電係數90的材料,但是目前很少人用來生產.
有記得台灣的碩士論文有人寫過介電係數90材料,台灣大學圖書館可以查得到.大都有全文下載.
另外,一般用的介電係數都是30-60.& 及10左右的.
如果用介電係數那麼高,可能不是那麼好輻射且size也太敏感.
除非沒有其它材料,建議別用介電係數90,光找材料就有得你找了.別說做出成品.
太高的介电常数带来的主要的问题是Q的急剧升高，带宽的急剧缩小。两方面分析，一假设一点损耗没有，那Q应该非常大，带宽必然非常小。二假设损耗非常大，那Q非常小，带宽非常大，但是并没有达到信号传递的目的。所以我认为应该是取中间某个折衷，这主要根据你的系统设置来考虑了。
应用这种材料会带来的问题我不太清楚，但是就材料来说，这样的材料肯定是存在的啊；开始的几位怎么说世界末日呢
90的话，能量都被吃掉了。不是天线了。是热得快了。一般小于10的。升值还有1的（空气介质）
樓上說的理,做天線不應該用那麼高er的,不太合適.
介电常数90的微波介质陶瓷早已产业化并且广泛应用了呀。真正少见的是介电常数40-60之间的介质陶瓷材料。
我現在在用的就是ER90的陶瓷材料
[color=#ffffff]微波仿真论坛-[/color]&
在做patch antenna
强烈鄙视下1到7楼，高介电常数高Q陶瓷介质早已大量用于微波电路中，比如介质谐振振荡器，一个很大的优点是尺寸小，有利路的小型化。我不想鄙视各位，不过希望各位不要对楼主冷嘲热讽。
另外回复下12、13、17楼，高Q意味着辐射效率低不假，不过这是介质主模的结论，比如TE01、TM01等。而介质中存在混合模HEM模，其Q值较低，可用作天线。HEM模介质天线这方面早有多篇论文发表，不过是否投入实际应用我并不清楚。
er=9o,很正常啊，目前80到110间介电常数的GPS天线已有商业化批量的产品在卖啦，大家汽车里用的GPS就是用er=9o的微波陶瓷材料做的，才有那马的小巧！技术天天都在革新
回楼上，汽车里常用的GPS天线用的陶瓷材料没有90那么高的介电常数。印象中不超过40的。GPS常用的L1频率天线也完全没有必要使用那么高的介电常数，用到30～40天线的尺寸就够小了。
天啊，是不是都快变成金属了？这样的材料如果真的存在，那就是用减缩天线尺寸的，或者减缩RCS的，人家不怕耗电多
最近一直在用HFSS做螺旋天线的仿真
对于creat report中的S11的图看不明白，不明白如何去判断一个天线设计的好坏
现在只是对仿真的过程有了大概的了解
我想请教的是 S11这个图有什么意义？
另外就是同轴线的的画法，大家是如何画的？
我只是画一个同轴线截面，然后在加激励时用集总端口的仿真，所以仿真总是不准确，3D的同轴线如何该画呢？
还有就是在那儿实现阻抗匹配呢？ 我的仿真就是仿真天线没有考虑到阻抗匹配的问题
笨方法却比较实用：一个圆柱，就是中心导体；再套一个大一点的圆柱，挖掉中心导体部分，就是绝缘体；再套一个更大点的圆柱，挖掉绝缘体和中心导体部分，就是外导体；对中心导体、绝缘体、外导体三部分分别设置相应的材料即可；
今天刚学了
画一个大圆柱，同时外表面设置perf E 然后掏空小圆柱，然后设置介质，然后再在里面加个小圆柱，设置为铜
但是要注意阻抗的问题，一定要把所画同轴线的阻抗设置成50欧姆；主要靠控制内外导体的尺寸和绝缘体的介电常数来确定（必要的时候可以自定义材料）
S11一般指的是天线的输入端的反射特性，也就是所谓的天线的阻抗是否匹配；&
同轴线的的画法，2楼已经介绍了，就不多说，至于加激励时用集总端口的仿真，那是不对的，应该用波端口激励；
阻抗匹配直接在设置激励端口时，软件有提示，阻抗默认一般都是50，不需要更改的
至于参数意义问题，S21是传输系数，就是从1端口到2端口的传输能力的表征；S11为反射系数，1端口进1端口出，很显然是看反射回来波的情况；一般来说当然是S11越小，S12越大比较理想（当然希望能量能多传输一些过去），具体的可以参看微波技术
HFSS中怎么看3dB带宽
可以先画出远场增益图,在图上显示在最大增益处分别加减3DB,利用MARK分别读的加3DB和减3DB的角度,其差值即为3DB带宽.
先画出远区场方向增益图，在图上最大增益处分别加减3dB，减3dB的角度，其差值即是。
2、在Output Variable中定义一个变量GainBW＝if(max_swp(dB(GainTotal)) -
dB(GainTotal) &3,0,
dB(GainTotal))，画GainBW曲线，可以很直观地表示出3dB带宽。
HFSS中如何看天线输入阻抗的Smith原图？
激励端口就是天线的馈电点吗？
请教大家，激励端口是一种允许能量进入或导出几何结构的边界条件。HFSS中设置的激励端口是否就是接收天线的馈电点？Wave
Ports和Lumped Ports又有什么区别？
顾名思义，我认为波端口是用来加电磁波的， 集总端口是用来加电压或者电流的
楼上正解！&
补充楼上的一点，一般来说waveport的仿真结果要更加可信一些，但是在某些情况，比如端面设置不能满足我们需要（微带口的端面就要有5倍以上的宽度吧，两三个并排就会overlap了嘛），这个时候万不得已也可以拿lambport，因为它的设置没有端面的严格要求。
lumped port与lump rlc
仿真负载电阻是用lump rlc吧，那能不能用lumped port呢？跟lump rlc一样设置。两者区别是什么？谢！
如果负载是50Ohm，则用RLC和集总端口是一样的。用lump port的时候，这个端口实际上是个负载
，因此要看激励端口的S11，S11的意义是2端口匹配时1端口的反射系数。
如果负载不是50Ohm，那么lump port的特性阻抗要该成负载的阻抗。
我的理解是：如果把lumped
port作为2端口负载，那么计算S11时，因为S11是2端口接匹配负载时1端口的反射系数，所以这时不管你原来把2端口的lumped
port阻值设为多少，软件都会把它变为与2端口匹配的阻值，使得这个端口没有反射从而算出S11。而如果把lump
rlc作为负载接在2端口，则这时它是一个固定阻值的电阻，当它与2端口不匹配时，计算S11时在2端口就会产生反射。所以在一般情况下两种情况的结果是不一样的，而我实际仿真出来就是不一样的，但因为我实际天线还没加工出来，所以我还不能确定哪个跟实际更接近，但我想应该是用lump
rlc更接近实际。不知道我的这个理解正确与否，忘高手指正。谢！
上面说的不太对，lumped port的阻值是特性阻抗，匹配应该是天线部分与特性阻抗匹配，所以如果从二端口看天线的阻抗和lump
port的特性阻抗不相等时，一样是有反射的。
请教hfss的端口阻抗问题
1 设计了一个天线，仿真的时候，怎么求天线的输入阻抗呢，results里的Z sparameter得到的是不是
天线的输入阻抗？比如我要把天线的输入阻抗匹配到50欧姆，是不是先看Z
sparameter的阻抗大小，然后把这个阻抗匹配到50欧姆就行了呢？
2 lump或者wave
port里面的阻抗是不是馈线的特性阻抗，在仿真一个天线的时候，将这个值从50欧改到150欧，发现反射系数没有明显的变化，不知道是什么原因。
输入阻抗可以通过反射系数求出来，Z sparameter不是输入阻抗，而是网络的Z参数。result里面有个port
Z，这个是端口的特性阻抗。
lump或者wave
port设置的阻抗是该端口的端接阻抗，得到的S参数就是在端接该阻抗时候的"S参数"(打引号的原因是，真正的S参数应该是在端接匹配负载时候测试得到的，而这里是在端接特定阻抗时候得到的)
对于天线的单端口网络，可以认为Z sparameter就是其输入阻抗，只有一个z(1,1)
改了端口阻抗S11变化不大，你看一下是不是端口设置的时候post processing选项没有选do not
renomalize，可能是这个原因
HFSS里的smith圆图可以看归一化输入阻抗，特性阻抗可以通过port Z0获取。
HFSS仿天线的增益问题
仿真之后的报告里面，天线增益的单位是dB，能不能换成dBi?
dBi，dB是相对值，我在仿真的时候拿什么来做参照呢？意思是我如何知道自己仿真的天线增益是好是坏呢？可能这个问题有点小白了，达人赐教
HFSS里面增益的dB指的就是dBi，这个可以肯定，而且我记得在帮助文件里面是可以看到的。平时习惯简化了，所以往往省略掉了后面的i。
樓主你自己就可以做確認了,&
先畫一個理想的dipole,Matching不要太差,跑一下不用一分鐘,看Gain是几dB.
拿出以前上過antenna的資料,看dipole的Gain是几dBi.比對一下就知道現在HFSS是dBi,還是dB,
概念辨析：dBm,&dBi,&dBd,&dB,&dBc,&dBuV
概念辨析：dBm,&dBi,&dBd,&dB,&dBc,&dBuV
dBm是一个考征功率绝对值的值，计算公式为：10lgP（功率值/1mw）。
[例1]&如果发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。
[例2]&对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：
10lg（40W/1mw)=10lg（40000）=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。
2、dBi&和dBd
dBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，&但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2.&15。
[例3]&对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi（一般忽略小数位，为18dBi）。
[例4]&0dBd=2.15dBi。
[例5]&GSM900天线增益可以为13dBd（15dBi），GSM1800天线增益可以为15dBd（17dBi)。
dB是一个表征相对值的值，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面计算公式：10lg（甲功率/乙功率）
[例6]&甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3&dB。
[例7]&7/8&英寸GSM900馈线的100米传输损耗约为3.9dB。
[例8]&如果甲的功率为46dBm，乙的功率为40dBm，则可以说，甲比乙大6&dB。
[例9]&如果甲天线为12dBd，乙天线为14dBd，可以说甲比乙小2&dB。
有时也会看到dBc，它也是一个表示功率相对值的单位，与dB的计算方法完全一样。一般来说，dBc&是相对于载波（Carrier）功率而言，在许多情况下，用来度量与载波功率的相对值，如用来度量干扰（同频干扰、互调干扰、交调干扰、带外干扰等）以及耦合、杂散等的相对量值。&在采用dBc的地方，原则上也可以使用dB替代。
根据功率与电平之间的基本公式V^2=P*R，可知&dBuV=90+dBm+10*log(R),R为电阻值。
载PHS系统中正确应该是dBm=dBuv-107，因为其天馈阻抗为50欧。
6、dBuVemf&和dBuV
emf:electromotive&force(电动势)&
对于一个信号源来讲,dBuVemf是指开路时的端口电压,dBuV是接匹配负载时的端口电压
pva&& 凯瑟琳的软件 算天线方向图的软件。
我对HFSS内存不足的总结
情况1，物理内存小，同时虚拟内存也开得很小，导致内存不足。
& 解决办法：把虚拟内存加大或者增加物理内存
情况2，物理内存大，比如4G，或者虚拟内存开得大，比如说也开到4G，这时候已经到达32位xp可以管理的内存上限了，但是在hfss仍然可能出现out
memory，用任务管理器看，发现内存使用量才不到3G,并未到达内存上限。这个问题实际是由于32位XP对应用程序进程的限制，及默认情况下应用程序的每个进程占用内存不能大于2G,，所以到hfss中的hf3d进程（或者是slove进程，具体哪个进程忘了，反正就是hfss中最占内存的那个进程）占用内存达到2G时，就出现out
of memory。
解决办法：通过在修改C盘根目录下boot.ini文件，在multi(0)disk(0)rdisk(0)partition(1)WINDOWS="Microsoft
Windows XP
Professional"这句话后面加上参数“/3GB”，然后重启电脑，就可以使得单个进程的内存占用上限到达3G。
情况3，HFSS进程要占用超过3G以上内存
解决办法：装54位xp。。。。。。。。HFSS在64位xp下的破解方法貌似论坛里有帖子讨论过。考虑到64位xp对很多32位软件兼容性不好，建议大家装双系统，1个32xp，1个64xp，平时用32xp，算HFSS的时候用64xp
对HFSS停止运算的一些看法：HFSS有时候会停止运算，有些人说是破解的问题，有些人认为是开双核的问题，但我的感觉应该是用了太多虚拟内存的缘故，建议大家有条件都用物理内存，由于数据在硬盘中搬运很慢，所以导致cpu在搬运期间无事可做，才导致看起来似乎停止计算了，我以前用1G内存+3G虚拟内存，开双核选项，老出现这个问题。加到4G内存后，仍然开双核选项，就几乎没出现过了
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